книги из ГПНТБ / Автоматическое управление газотурбинными установками

времени, характеризующая переходный процесс переключения тран­ зистора в схеме без конденсатора-фильтра. Чтобы компенсировать повышение мощности в переходных режимах, следует снижать мощность, выделяемую на транзисторах в режиме насыщения, т. е. уменьшать ток или коллекторное напряжение. Таким образом, транзисторы приходится ставить в режим, при котором они недо­ используются по мощности.

3. Необходимость использования конденсаторов, обычно электро­ литических, у которых вероятность выхода из строя велика, суще­ ственно снижает надежность усилителя.

Другим типом входного каскада усилительного устройства может являться схема симметричного триггера с раздельными входами. В этом случае сигнал включения должен подаваться на один из вхо­ дов, а сигнал отключения — на другой. Этот метод также имеет ряд недостатков: подверженность триггеров импульсным помехам; необходимость подачи сигнала отключения, что вызывает установку дополнительных логических элементов. Кроме того, для такого преобразования сигнала требуется по меньшей мере два транзистора. На рис. III.22, а, б представлен входной каскад полупроводникового усилителя,, лишенный упомянутых недостатков.

В этой схеме преобразование импульсного сигнала в непрерывный обеспечивается с помощью положительной обратной связи, осу­ ществляемой через резистор R6. Часть коллекторного тока тран­ зистора Т2, протекающая по этому сопротивлению и являющаяся одновременно базовым током транзистора Т1, поддерживает послед­ ний-в состоянии насыщения в течение всей паузы между двумя соседними входными импульсами. Открытые транзисторы запираются с помощью специального источника смещения переменного тока Z?CM .

Это напряжение по форме должно быть подобно напряжению вход­ ного сигнала, но находиться с ним в противофазе (рис. III.22, в). При отсутствии входного сигнала управления (/вх = 0) на входной транзистор Т1 действуют и с то ч н и к и постоянного и переменного напряжения смещения, поддерживая его в состоянии отсечки. Транзистор Т2 также закрыт.

При поступлении сигнала с логического элемента (Івх =f=0) этот сигнал компенсирует действие переменного и постоянного смещения и выводит входной транзистор из режима отсечки в область активного усиления. Коллекторный ток транзистора Т1 увеличи­ вается, что приводит к- открытию транзистора Т2. При этом по резистору R6 начинает протекать ток обратной связи,- который способствует дальнейшему открытию входного транзистора и уве­ личению его коллекторного тока и т. д. Этот процесс открытия транзисторов протекает лавинообразно вплоть до полного насыще­ ния обоих транзисторов. Последние будут находиться в этом состоя­ нии до тех пор, пока на вход схемы поступают импульсы управления. При прекращении сигналов от логического элемента первый же импульс смещения практически мгновенно переведет оба транзистора в закрытое состояние.

111

Недостатком описанной схемы является необходимость в пере­ менном смещении, противоположном по фазе сигналу управления. Эта схема является иаилучшей для первых каскадов выходных

Рис. II 1.22. Схема ключевого усили­ теля, преобразую­ щего импульсныя сигнал в непре­ рывный с по­ мощью положи­ тельной обратной

связи.

^*«—'

112

переключению транзисторов, 3) высокой помехоустойчивости, 4) за­ держке отключения усилителя только на один период следования импульсов, 5) отсутствию конденсаторов, которые стареют в про­ цессе эксплуатации.

Аналогичный принцип преобразования входного сигнала исполь­ зуется в серийных усилителях серии «Логика М», входные цепи которых выполнены по схеме, представленной на рис. III.22, б. В этой схеме, в отличие от предыдущей, стоят транзисторы одина­ ковой проводимости. В связи с этим один из них находится в режиме отсечки (закрыт), когда другой — в режиме насыщения (открыт). Этим и объясняется тот значительный ток, потребляемый усилителями от источника коллекторного напряжения при отсутствии сигнала управления на входе, о котором упоминалось выше. Наоборот, усилитель, выполненный по схеме, показанной на рис. III.22, а, благодаря применению транзисторов разной проводимости, на хо­ лостом ходу (без сигнала управления) потребляет незначительный ток (несколько миллиампер). Поэтому для снижения потерь целе­ сообразно преобразование дискретного входного сигнала выпол­ нять по этой схеме. Поскольку выходные усилители предназначены для работы в режиме переключения, то цепи межтранзисторной связи должны обеспечивать: 1) режим отсечки и 2) режим насыще­ ния обоих транзисторов.

В режиме отсечки эмиттер-базовые переходы транзисторов должны быть смещены в обратном направлении на величину

(IIU6)

где Uо,, Uа, — напряжение отсечки первого и второго транзисторов. Разные знаки напряжения эмиттер—база в приведенных выра­ жениях объясняются тем, что первый транзистор типа р —п^-р, а второй п—р —п. Для отечественных транзисторов величина напря­ жения отсечки лежит в диапазоне 0,1—0,2 в. В этом случае коллек­ торные и базовые токи транзисторов принимают свои минимальные

значения

где Ік 0 — обратный ток коллекторного перехода, соответствующий максимально возможной температуре при работе схемы.

Дальнейшее увеличение напряжения смещения (по абсолютной величине) приводит лишь к росту обратных напряжений на коллек­ торном и эмиттерном переходах, не вызывая снижения токов ік и г6.

В состоянии насыщения обычно необходимо обеспечить некото­ рый избыточный ток базы, т. е. определенную величину коэффициента насыщения транзистора

(III.17)

I

S

(III.18)

где І б — ток базы транзистора при наличии сигнала на входе уси­ лителя; / б s — ток базы насыщения того же транзистора; / к — кол­ лекторный ток транзистора.

Необходимо отметить, что увеличение коэффициента насыщения до определенного предела позволяет снизить величину мощности Р рас, рассеиваемой на транзисторе при данном коллекторном токе. Для большинства транзисторов минимум мощности Ррас достигается обычно при коэффициенте насыщения s = 3 5. Но, учитывая, что увеличение коэффициента насыщения приводит к соответствую­ щему уменьшению усиления каскада, а в окрестности минимума

а при расчетах обычно используются нижние граничные кривые «80% разброса», то выбор указанного диапазона значений коэффициента насыщения оправдывает себя.

Найдем соотношения для определения параметров межтранзистор­ ных связей рассмотренной выше схемы (см. рис. III.22, а), обеспе­ чивающих выполнение условий (III.16) и (III.18). При режиме отсечки оба транзистора заперты и токи базы транзисторов соот­

и второго транзисторов для максимально возможной при работе температуры.

При этом величина напряжения на эмиттерном переходе выход­

Величина напряжения на эмиттерном переходе входного тран­

Ш

— ток от источников соответственно постоянного и переменного сме­ щения; / п — ток помехи, соответствующий нулевому уровню выход­ ного сигнала логического элемента.

В случае работы усилителя от магнитного логического элемента типа «Логика М» этот ток помехи равен току намагничивания сер­ дечника элемента. При этом условие (III.16) принимает вид

Режим насыщения обоих транзисторов рассчитывается для мо­ мента паузы между двумя входными импульсами. При этом зна­ чения сопротивлений всех резисторов схемы, кроме R1 и R2, могут быть найдены при использовании условий (III.18)— (III.20) из следующих выражений:

в пределах 0,01—0,5 для германиевых и 0,5—1,5 в для кремниевых транзисторов в зависимости от тока коллектора); С/э б н — падение напряжения на переходе эмиттер—база у насыщенного транзистора (лежит в пределах 0,2—1,5 для германиевых и 0,6—2,5 в для крем­ ниевых транзисторов в зависимости от тока коллектора).

Приведенные формулы характеризуют два режима работы схемы: отсечки и насыщения. Однако эти зависимости не отражают полной картины в моменты перехода схемы из одного состояния в другое при подаче входного сигнала и его снятии и не позволяют опреде­ лить необходимые значения сопротивлений резисторов R1 и R2. Рассмотрим выражения, описывающие эти переходные режимы. Для перевода транзисторов из состояния отсечки в область активного

базовый ток входного транзистора увеличился настолько, что петлевое усиление схемы по току стало бы больше единицы. В этот момент

С другой стороны, для перевода транзисторов из состояния на­ сыщения в состояние отсечки требуется, чтобы базовый ток входного транзистора уменьшился бы до величины, при которой петлевое уси­ ление схемы по току стало бы Меньше единицы:

коэффициента усиления по току для используемых типов транзисто­ ров; і?нтіп — минимальное значение сопротивления нагрузки для схемы, определяемое предельно допустимым током выходного тран­

116

можно подключить к описанному каскаду усилителя при исполь­ зовании транзистора типа ГИИ, не должно быть меньше 130 ом, что соответствует мощности 0,85 вт. Таким образом, усилитель-пре­ образователь можно-непосредственно применять только для сравни­ тельно небольших нагрузок. На практике часто требуется управлять устройствами, работающими при напряжении несколько десятков вольт и токе до нескольких ампер (например, электропневмоклапан ЭК-48 для управления кранами).

В связи с этим возникает необходимость в дальнейшем усилении полученного непрерывного сигнала. Аналогичная задача должна решаться и в случае, если выходной сигнал логического элемента является непрерывным, а не импульсным (например, при исполь­ зовании элементов типа «Логика Т»). Для этого устанавливаются еще один-два каскада усиления (рис. III.23), в которых используются транзисторы средней и большой мощности. Допустимое рабочее напряжение этих транзисторов выше, чем у маломощных транзисто­ ров первых каскадов, поэтому обычно для входных и выходных каскадов используются разные коллекторные источники питания:. —12 в для первых маломощных транзисторов и —24 в или выше (в зависимости от номинального напряжения нагрузки) для остальных каскадов.

На рис. III.23, а изображен двухкаскадный усилитель, а на рис. III.23, б— однокаскадный, но использующий так называемый составной транзистор. Вторая схема значительно экономичнее, так как коллекторный ток транзистора ТЗ в первой схеме протекает по резистору R11 и мощность, рассеиваемая на этом резисторе, расходуется бесполезно. Во второй схеме коллекторные цепи тран­ зисторов предварительного усилителя и выходного каскада под­ ключены к нагрузке. Резистор R12 устанавливается для обеспе­

как потери на этом сопротивлении невелики по сравнению со зна­ чительными потерями в коллекторной цепи транзистора ТЗ в пер­ вой схеме, то обычно на практике используется вторая схема.

117

Поскольку работа всех каскадов усилителя происходит в клю­ чевом режиме, то для транзисторов выходного каскада, так же как и для рассмотренных ранее входных каскадов, должны выполняться условия отсечки (III. 16) и насыщения (III. 17),, (III.18). Режим отсечки здесь обеспечивается также с помощью источника постоян­ ного напряжения смещения Есы, ток от которого не только компен­ сирует обратный ток коллекторного перехода и входной ток помехи І п (если он имеется), но и смещает еще эмиттерный переход каждого транзистора в обратном направлении на величин}7падения напряже­ ний на диодах ДЗ и Д4*. При этом условие (III.16) принимает вид

(III.34)

(III.35)

где Ідз, ІД4 — токи, которые берут по характеристикам диодов при напряжениях равных или больших, чем напряжения отсечки для соответствующих транзисторов.

Смещение эмиттерного перехода транзистора Т4 можно обеспе­ чить с помощью одного резистора R9' без установки резистора RIO. Однако при таком способе обеспечения режима отсечки максималь­ ный ток нагрузки оказывается значительно меньше. Это вызвано тем, что сопротивление резистора R9' значительно меньше, чем резистора RIO, так как оно должно быть по величине эквивалентным параллельному соединению резисторов R9 и RIO. Поэтому при таком же входном сигнале базовый ток транзистора ТЗ станет суще­ ственно меньше, что и приведет к снижению максимального тока коллектора транзисторов ТЗ и Т4.

Режим насыщения (III.17), (III.18) в зависимости от того, какая величина известна, накладывает ограничения либо на минимальное сопротивление нагрузки, устанавливаемой в коллекторной цепи, либо на минимальное значение входного сигнала, и определить величины соответствующих резисторов (RHи R BX) при использова­ нии указанных выражений не сложно. Для составного транзистора эти величины определяются с помощью эквивалентного коэффициента усиления по току такого каскада:

Тиристорные выходные усилители

В отличие от транзистора, представляющего собой прибор про­ порционального усиления, для поддержания которого в открытом состоянии необходимо на его вход непрерывно подавать управляю­

* Можно не устанавливать диоды в цепи смещения, шунтирующие з.чнттерный переход. Однако тогда значительно увеличивается обратное напряже­ ние, приложенное к переходам транзистора в режиме отсечки, что приводит к увеличению обратных токов п к снижению надежности работы транзистора.

118

11»

сигналы лучше подавать на тиристор в виде кратковременных

чтобы не привести к перегреву структуры и выходу вентиля из строя.

2. Для повышения мощности, подводимой к приводу исполни­ тельного устройства, работающего на переменном токе, импульсы управления нужно подавать в момент изменения направления тока *.

с помощью заряда, накопленного на конденсаторе, пока был открыт тиристор Т . Их цепи управления СУ принципиально ничем не отли­ чаются от цепей управления тиристорами, работающими иа пере­ менном токе, и, конечно, должны обеспечивать выполнение первых трех требований.

Имеется довольно большое число типов отечественных управляе­ мых вентилей, средние значения токов которых лежат в пределах от 75 ма до 320 а, рабочие напряжения — от 50 до 1000 в. Следует иметь в виду, что тиристоры классифицируются по параметрам сило­ вой цепи (Z7ном, 7ІІ0М, А £7КЛ, гвыкл и т. д.) и входные вольт-амперные характеристики вентилей даже одного типа могут значительно отличаться друг от друга. Поэтому они задаются зоной, ограничен­ ной верхней и нижней вольт-амперными характеристиками цепи управления, присущими данному типу вентилей (рис. III.26, ли­ нии 1 и 2). На этих же графиках наносятся границы допустимых значений тока І у Доп, напряжения Uy доп и мощности потерь Ру доп

* При реактивной нагрузке этот момент не совпадает с началом положи­ тельного полуперпода напряжения.

120