Все по ФОЭ / n1

где m = Rвых /(R3 Rвх ) = 2...5; R = R1 = R2 = R3 Rвх ; C= C1 * m = C2 =

= C3 .

Зависимость критического коэффициента передачи по току от входного сопротивления усилительного каскада обусловливает необходимость применения транзисторов с h21Э > 45…60 , что может быть обеспечено далеко не каждым транзистором. Этот недостаток можно устранить применением составного включения транзисторов или дополнительного каскада по схеме с ОК, согласующего фазирующую цепочку с усилительным звеном (рис.6.2, б, г). Однако наибольший эффект может быть получен при использовании в качестве усилительного звена ОУ.

На рис. 6.4, а, б показаны схемы RС-автогенераторов на ОУ с фазирующими цепочками С-параллель и R-параллель. Поскольку частотноизбирательная RC-цепь включена между выходом и инвертирующим входом ОУ, общий Фазовый сдвиг в замкнутой петле равен 360, что обеспечивает выполнение условия баланса фаз. В связи с избыточностью коэффициента усиления ОУ условие баланса амплитуд обеспечивается без затруднения. Большое входное и малое выходное сопротивления ОУ позволяют осуществить режим практически идеального согласования фазирующей цепи

71

с усилительным звеном. При этом частота генерации определяется выражениями

RСавтогенераторы без поворота фазы используют в качестве частот- но-зависимых элементов последовательно-параллельную RСцепочку (мост Вина) (рис. 6.5, а), квазирезонансная частота и коэффициент передачи которого определяются выражениями

б, или двойной Т- образный мост (рис. 6.5, в), АЧХ и ФЧХ которого приведены на рис. 6.5, е.

Квазирезонансная частота и коэффициент передачи двойного Т-

где R = R1 = R2 , C= C1 = C2 ; 2C/C3 = R/2R3 = n.

В зависимости от выбора значения n изменяются соотношение между элементами и качественные показатели. При n = 2C1 = C2 = C3 = С ,R3 = 0,25R;

при n = 0,5 C3 = 4 С, R1 = R2 = R3 .

72

Ю.А. Лебеденко Электроника и МСТ

На рис. 6.6 приведены принципиальные схемы RСавтогенераторов на биполярных транзисторах, выполненных с мостом Вина (а) и двойным Т-образным мостом (б). Включение эмиттерного повторителя на транзисторе VТЗ исключает влияние входного сопротивления схемы с ОЭ на параметры фазирую-щей цепи, а следовательно на f0 и β0 .

При отсутствии эмиттерного повторителя из-за шунтирования резистора R2 входным сопротивлением Rвх схемы с ОЭ на транзисторе VТ1, которое невелико, частота квазирезонанса и значение коэффициента передачи определяются выражениями:

Из формул (6.18) и (6.19) следует, что квазирезонансная частота увеличивается, а коэффициент передачи напряжения при этом уменьшается.

В схеме рис. 6.6, б с двойным Т-образным мостом ПОС не зависит от частоты и реализуется с помощью элементов RЭ1 , RЭ2 , Cр1 , Rос .Так как транзистор VТ1 с ОЭ сдвигает фазу входного сигнала на 180°, то избирательный 2T-мост образует цепь ООС и общий фазовый сдвиг по замкнутой петле усилитель —2Т-мост равен 180°. При этом на частоте квазирезонанса, f0 отрицательная связь отсутствует, т.е. ϕβ = 0 , ϕк = 0, а β0 = min.

На рис. 6.7, а показана схема автогенератора на ОУ с мостом Вина, который подключен между выходом и неинвертирующим входом ОУ, пой, этому общий фазовый сдвиг по замкнутой петле равен нулю, что обеспечивает условие баланса фаз. Частотно-независимая ООС осуществляется с помощью двухполярных диодных ограничителей VD1, VD2, которые уменьшают значение сопротивления R3 при увеличении амплитуды выходного сигнала.

На рис 6.7, б приведена схема генератора с 2T-мостом, включенным между выходом и инвертирующим входом ОУ. На частоте квазирезонанса сдвиг фаз 2T-мостом равен 0°.

73

Генераторы прямоугольных импульсов с RСсвязями. Эти генераторы находят наиболее широкое применение и могут работать в автоколебательном или ждущем режимах. Они могут выполняться на дискретных элементах, логических интегральных микросхемах и операционных усилителях.

Наиболее распространенная схема транзисторного автоколебательного мультивибратора (МВ) приведена на рис. 6.8, а. В этой схеме в каждом из квазиустойчивых состояний один транзистор открыт, а другой —закрыт. При этом конденсатор закрытого плеча заряжается через эмиттерный переход от-крытого транзистора (вспомогательный цикл), а конденсатор открытого плеча заряжается через эмиттерный переход плеча перезаряжается от исходного напряжения ≈ ЕК к—ЕК через открытый транзистор и соответствующий резистор R1 или R2.

Пороговым напряжением является напряжение отпирание транзистора, составляющее доли вольта, поэтому обычно принимают Uпор ≈ 0. При достижении напряжения на конденсаторе (а значит, и на базе закрытого

74

Длительность отрицательного фронта выходного импульса при запирания транзистора из-за заряда конденсатора через коллекторное сопротивление равна

Длительность положительного фронта обычно принимают t+ф ≈3τα. Условие насыщения открытого транзистора

Рассмотренная схема может быть преобразована в ждущий генератор (одновибратор) (рис. 6.8, б). Из-за положительного смещения от источника

Есм через делитель RI, R2 на базу VТ1 последний в ждущем режиме заперт (устойчивое состояние). При запирании VТ2 по цепи ПОС открывается

VТ1.

Основные параметры рассчитываются аналогично схеме МВ. Время восстановления в исходное состояние составляет t вос ≈ 3*RК1C .

В схеме ждущего генератора (рис. 6.8, в) ПОС осуществляется через общее эмиттерное сопротивление RЭ, а выходная цепь не связана с процессами перезаряда конденсатора, поэтому она имеет меньшую длительность t -ф и меньшую зависимость процессов переключения от нагрузки.

Расчет выходных параметров импульсов ведется по формулам [16, 21]

75

Автоколебательный мультивибратор на логических элементах И-НЕ представлен на рис. 6.9, а. Схема представляет собой два усилителя, охваченных перекрестными ПОС через времязадающие RС - цепи. Скачок напряжения на выходе, например, первого логического элемента (ЛЭ) DD1 через конденсатор передается на вход второго ЛЭ DD2, устанавливая на его выходе ноль. При этом конденсатор С1 разряжается до нуля, восстанавливая свое исходное состояние, а С2 заряжается через резистор R2. При этом квазиустоичивое состояние схемы сохраняется до тех пор, пока уменьшающийся из-за заряда конденсатора С2 ток не приведет к уменьшению напряжения на входе DD2 до порогового значения. С этого момента схема переключается в другое квазиустойчивое состояние.

Длительность импульсов на выходах схемы определяется уравнениями

[5, 16, 21]:

где U1вых и U0вых —напряжения логической единицы и логического нуля; UR2 и UR1 —падения напряжения на резисторах R1 и R2 от протекания входного тока I0вх микросхемыпри низком уровне входного сигнала; R1вых — выходное сопротивление микросхемы при высоком уровне входного напряжения.

Для исключения «жесткого» запуска мультивибратора, при котором оба ЛЭ могут иметь низкий уровень напряжения на выходе, в схему вклю-

чаются элементы DD3 и DD4 (см. рис. 6.9, б). При этом если uвых1 = uвых2 = U0вых, на выходе DD3 устанавливается 1, на выходе DD4—0, который, пе-

редаваясь на вход DD2, устанавливает на его выходе U1вых , исключая тем самым начальное нерабочее состояние.

76

Ю.А. Лебеденко Электроника и МСТ

Подобно схемам на дискретных элементах автоколебательный MB на ЛЭ может быть преобразован в схему ждущего MB (рис. 6.10, а). В этой схеме при

uзап =0, uвых1 = U0вых, , uвых2 = U1вых, конденсатор практически разряжен. При поступлении короткого запускающего импульса элементы DD3 и DD1

переключаются, uвых1 = U1вых,. Этo напряжение через конденсатор С передается на вход DD2, также переключая его. Это состояние сохраняется до тех пор, пока падение напряжения на входе DD2 от тока заряда конденсатора не снизится до Uпор, После этого схема возвращается в исходное состояние, которое устанавливается после разряда конденсатора. Длительность

где UR= I 0вх R.

Более стабильно работают схемы ждущих MB с элементами задержки вынесенными из цепи ПОС (рис. 6.10, б). В исходном состоянии на выходе элемента DD2 — логическая единица, так как на его входе действуют взаимоинверсные сигналы, на выходе DD1 — логический нуль, так как на его Входах две единицы. Конденсатор С заряжен до напряжения U1вых . С приводом короткого положительного запускающего импульса опрокидывается элемент DD4, затем элементы DD1, DD3 и DD2. На выходе элемента DD3 устанавливается логический нуль, который после окончания запускающего импульса поддерживает схему в квазиустойчивом состоянии. Конденсатор С разряжается через резистор R и выход открытого элемента DD3. Когда напряжение на нем уменьшится до порогового напряжения DD2, схема возвращается в исходное состояние, которое характеризуется восстановлением напряжения на конденсаторе С.

_ Длительность выходного импульса определяется приближенной фор-

мой 16, 21]

Схема автоколебательного MB на ОУ представлена на рис. 6.11 ,а. Схема скачком переходит из одного квазиустойчпвого состояния в другое при напряжении на конденсаторе С.

77

Напряжение же uвых меняет свой знак при переключении схемы, принимая значения U+вых max или U-вых max и формируя тем самым новое значение порога схемы.

Длительность квазиустойчивых состояний для положительного и отрицательного выходных импульсов [5, 21]

(6.35)

Для изменения частоты и скважности выходных импульсов можно подать в точку а напряжение Е или ввести ассиметрию вовремязадающую цепь (показано шгрихами).

Аналогичный принцип может быть использован и для построения

на ОУ ждущего МВ (рис. 6.11, б). В ждущем режиме uвых = U-вых max диод VD1 открыт и шунтирует конденсатор С. Напряжение на неинвертирующем

входе определяется делителем на резисторах R1, R2 :

При подаче на вход положительного импульса выходное напряжение ОУ инвертируется, принимая значение U+вых max , диод VD1 закрывается и начинается заряд конденсатора С через резистор R к напряжению U+вых max. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет напряжения на неинвертирующем входе, равного Uсь2 = γ U+вых max .

После этого схема возвращается в исходное состояние, определяемое перезарядом конденсатора от напряжения Uсм2 до 0 .

Длительность выходного импульса определяется уравнением

(6.35),

(6,36)

Блокинг-генераторы. В этом типе генераторов прямоугольных импульсов ПОС осуществляется при помощи импульсного трансформатора, связывающего выходную и входную цепи транзистора. Основная схема бло-

78

кинг-генератора (БГ) в автоколебательном режиме представлена на рис. 6.12. Параметры импульсов, генерируемых этой схемой, определяются следующими соотношениями [24].

Длительность фронтов выходного импульса

сопротивления нагрузки и входное сопротивление транзистора, приведенные к коллекторной цепи; СК —емкость коллекторного перехода.

Длительность вершины зависит от соотношения между постоянными времени τβ транзистораи входной цепи τвх ≈ (Rвых + Rд)СБ , где Rвх.н - входное сопротивление транзистора в режиме насыщения.

где Lµ —индуктивность намагничивания. Длительность паузы

где UСБmax —максимальное напряжение на конденсаторе в начале пау-

зы.

Генераторы пилообразном напряжения (ГПН). Этот тип генераторов составляет особый класс импульсных генераторов, в которых усилительные

79

элементы для стабилизации тока заряда конденсатора, обеспечивающей линейность нарастания напряжения на конденсаторе времязадающей цепи, работают в активном (усилительном) режиме, а состояние отсечки или насыщения характерно для стадии восстановления напряжения исходного состояния конденсатора.

Схема ГПН с параметрическим токостабилизирующим элементом на транзисторе VТ2 приведена на рис. 6.13, п. Транзистор VТ1 предназначен для восстановления напряжения на конденсаторе С после его линейного разряда через транзистор VТ2.

Коэффициент нелинейности схемы [24]

где Umax ≈ UБ2 tи /( RЭ С) — амплитуда выходною напряжения; RвыхБ2 ≈1/h22Б - выходное сопротивление транзистора VТ2, включенного по схеме с общей базой.

Длительность выходного импульса tр определяется длительностью входного, а время восстановления tвос =3СRK .

Схема ГПН с ПОС представлена на рис. 6.13, б. Коэффициент нелинейности в ней равен [24]

где kU = βRЭ /( h11Э +βRЭ)— коэффициент усиления по напряжению эмиттерного

повторителя; Rвх ≈ βRЭ — входное сопротивление эмиттерного повторителя.

Время восстановления исходного состояния

80