Учебное пособие 2213

Снижение полосы частот при использовании зависимых сигналов приводит к снижению полосы частот в 15 раз по сравнению с сигналами прямоугольной формы. Дальнейшее снижение полосы частот можно получить достичь при переходе к зависимости, как зависимым, сигналам, так и независимым с длительностью nN (n>2).

Таким образом, предельно достижимые значения полосы частот можно достичь не только путем увеличения канального алфавита М, но и с использованием сигналов с ограниченным спектром. Такой пусть представляет самостоятельный интерес и наряду с увеличением М может рассматриваться как дополнительный резерв повышения эффективности передачи информации.

В целом спектральные характеристики: концентрация энергии в занимаемой полосе частот, скорость спада уровней внеполосного излучения, случайных последовательностей, зависимых сигналов, длительностью Т и nT при амплитудных

ифазовых методах для независимых сигналов выше чем у аналогичных квадратурнофазоманипулированных сигналов (КФМС), а в ряде случаев и ФМС.

Наличие дискретных компонент в энергетическом спектре, случайные последовательности сигналов при фазовых

иамплитудно-фазовых методах связана с видом квадратурных составляющих таких последовательностей. Так, при фазовых методах ограничения полосы частот длительностью Т появление дискретных компонент объясняется наличием периодической квадратурной составляющей, вид которой зависит от последовательности информационных символов. Данная составляющая обеспечивает лишь постоянство огибающей формируемого сигнала. Отметим, что наличие рассматриваемых дискретных компонент позволяет осуществить достаточно простыми методами выделение колебания несущей частоты при реализации когерентных методов приема. В тоже время появление таких компонент в

51

ряде случаев недопустимо, что приводит к увеличению уровня межканальных помех в системах с частотным уплотнением.

Таким образом, решение задач оптимизации формы сигналов проводится с учетом как наиболее общих критериев информационной эффективности, так и различных частных требований к передаче и приему сигналов.

Однако, в ряде случаев решение оптимизационных задач может привести к весьма сложным формам сигнала, практическая реализация устройств формирования и обработки которых в реальных условиях достаточно сложная. В тоже время применения сигналов с более простыми законами изменения амплитуды и фазы колебания, хотя и приводят к некоторому ухудшению параметров системы, но достаточно простыми методами решить задачу построения модема.

3.4. Спектральные характеристики в нелинейном режиме работы усилителя мощности

При использовании нелинейного режима усилителя мощности радиопередатчика или ретранслятора происходит расширения спектра излучаемых колебаний, искажения закона измерения огибающей последовательности сигналов, подавление более слабых сигналов более сильными в многоканальных системах связи с частотным уплотнением. Расширение спектра сигнала случайной последовательности при нелинейном режиме усиления происходит за счет следующего. Очевидно, что более сильно этот эффект будет проявляться у сигналов, сформированных на основе амплитудных и амплитудно-фазовых методах ограничения полосы [12].

Средняя мощность Рс колебания на выходе усилителя мощности при фиксированной пиковой мощности Рп зависит от вида огибающей случайно последовательности передаваемых сигналов. Ограниченность пиковой мощности

52

реального передатчика при излучении таких сигналов приводит к недоиспользованию его по мощности и снижению КПД. Увеличение же Рс за счет работы УМ в нелинейном режиме приводит, как уже указывалось к существенному повышению уровня внеполосного излучения.

Рассмотрим влияние ограничение амплитуды излучаемых ЧМ и ФМ сигналов, сформированных при малом уровне мощности, с помощью канальных полосовых фильтров радиопередатчиков, которые обеспечивают значительно подавление (более 40 … 60) дБ уровня внеполосных излучений при ∆FфT=1…2.

Из проведенного анализа [12] следует, что с ростом ∂U уровни внеполосных излучений возрастают для ЧМ колебаний быстрее, чем для ФМ. Однако последние имеют более высокие уровни значений первых побочных максимумов. Поэтому сигналы с ЧМ допускают более сильные ограничения амплитуды при заданном допустимом уровне внеполосных излучений. Кроме этого, для получения малых, ниже -(40…60) дБ уровень внеполосных излучений при использовании М- сигналов необходимо применять избирательные полосовые фильтры более высокого порядка, чем для ЧМ сигналов.

Кроме этого, при наличии на выходе УМ последовательности сигналов, имеющих различные несущие (например, в многоканальных системах с частотным уплотнением), изменяется фаза колебания каждой составляющей суммарного сигнала. Особенно сильно (по отношению к амплитудной нелинейности) этот эффект появляется при малых уровнях мощности, т.е. до режима жесткого ограничения. С дугой стороны при жестком ограничении амплитуды колебания будут преобладать искажения, вызванные амплитудной нелинейностью.

В ряде случаев ограниченный энергетических ресурс радиолинии и специфика используемых активных элементов существенно сужают класс допустимых форму сигналов и методов манипуляции. Так, в спутниковых системах много

53

станционного доступа с временным разделением каналов нелинейность усилителя мощности ретранслятора и необходимость эффективного использования приборов вынуждают исключить методы амплитудной манипуляции, а также гибридные методы, где применена амплитудная манипуляция. Наибольший интерес в этом смысле представляют методы фазовой и частотной манипуляции. Однако и при этом возможные скачки фазы на 180 приводят при сужении полосы занимаемых частот к появлению амплитудной модуляции. Поэтому необходимо принимать специальные меры для предотвращения таких скачков фазы, а также разрабатывать специальные методы манипуляции с плавными законами изменения фазы колебания.

3.5. Помехоустойчивость приема радиосигналов

Рассматривая эту группу требований, необходимо различать случаи отсутствия межсимвольной интерференции, когда длительность сигнала равна периоду следования Т, и ее наличия, когда длительность сигнала превышает Т. В первом случае снижение помехоустойчивости приема при использовании сигналов с огибающими различной формы имеет место при фиксированной пиковой мощности случайной последовательности сигналов и связано с уменьшением энергии при отличии формы его огибающей от прямоугольной. При использовании же различных законов изменения фазы колебания снижение помехоустойчивости может быть вызвано изменением взаимно корреляционных свойств сигналов. Например, при переходе от классических ФМ сигналов со скачками фазы колебания на 180 к сигналам со скруглением фазы последние перестают быть противоположными. Ухудшение взаимно корреляционных свойств сигналов имеет место и при увеличении объема m канального алфавита, например, при многоуровневых манипуляциях [11].

54

При межсимвольной интерференции помехоустойчивость приема существенно зависит от метода обработки сигналов и, в частности, от выбора интервала анализа. С увеличением времени памяти канала Tn, т. е. с увеличением длительности сигналов Sr(f) при фиксированном периоде их следования Т, экспоненциально возрастает число возможных последовательностей сигналов, которые необходимо учитывать на интервале времени Та. При использовании алгоритмов приема «в целом», по крайней мере на интервале Та, повышение уровня межсимвольной интерференции приводит к ухудшению взаимно корреляционных свойств различаемых последовательностей сигналов и, как следствие, к появлению энергетических потерь. Переход к поэлементному приему связан с еще большими потерями, уровень которых возрастает с увеличением Та, так как при таком приеме влияние предыдущих и последующих сигналов проявляется как дополнительная аддитивная помеха.

Перспективность применения сигналов специальной формы, а также тех или иных методов манипуляции часто ограничивается возможностью их аппаратурной реализации. Сигналы со сложными законами изменения амплитуды и фазы колебания, обеспечивающими высокие скорости спада уровня спектра внеполосных излучений, можно формировать лишь дискретно-аналоговыми или цифровыми методами. Но этим методам свойственны систематические ошибки, связанные с эффектами дискретизации во времени и квантования по уровню непрерывных процессов. При определенных достаточно высоких требованиях к спектру сигналов уровень этих систематических ошибок может оказаться недопустимо высоким. К этому следует добавить всегда имеющие место аппаратурные погрешности устройств формирования, что тоже ограничивает достижимые спектральные характеристики формируемых сигналов. При выборе форм используемых сигналов необходимо учитывать также возможности

55

реализации устройств из обработки. В частности, сложность устройств обработки резко возрастает с увеличением длительности сигнала по сравнению с периодом Т следования в связи с ростом числа анализируемых комбинаций сигналов на интервале времени Та и с необходимостью увеличения времени памяти в устройстве обработки. Кроме того при реализации алгоритмов оптимального когерентного приема для выделения когерентного колебания следует создавать специальные устройства фазирования, сложность реализации которых во многих случаях соизмерима со сложностью собственно устройств оптимальной обработки. При этом целесообразно предусмотреть наличие в спектре излучаемого колебания остатка несущей частоты или каких-либо других дискретных компонент, жестко связанных по фазе с когерентным колебанием задающего генератора передающего устройства.

56

4.ФОРМИРОВАНИЕ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ

4.1.Преимущества цифровых методов передачи сигналов

Основное техническое преимущество цифровых методов передачи сигналов перед аналоговыми состоит в их высокой помехоустойчивости. Это преимущество наиболее сильно проявляется в системах передачи с многократной ретрансляцией (переприемом) сигналов. Типичная система подобного типа - кабельные и радиорелейные линии большой протяженности. В них сигналы передаются по цепи ретрансляторов на таких расстояниях друг от друга, которые обеспечивают надежную связь. В таких системах помехи и искажения, возникающие в отдельных звеньях, накапливаются. В этом случае аддитивные помехи в каждом звене статистически независимы и их мощность на выходе последующего звена равна сумме мощностей помех всех звеньев.

Если система состоит из к одинаковых звеньев, то для обеспечения заданной вероятности связи необходимо обеспечить на входе каждого ретранслятора отношение сигнал/помеха в К раз больше чем при передачи без ретрансляции10.

Вреальных системах число ретрансляций К, может достигать десятков, а иногда и сотен. Накопление помех вдоль тракта передачи становится основным фактором, ограничивающим дальность линии связи.

Вцифровых системах передачи для ослабления эффекта накопления помех, при передаче с ретрансляциями наряду с усилением применяют регенерацию импульсов, т.е. демодуляцию с восстановлением передаваемых кодовых сигналов или повторную модуляцию в такте переприема. При использовании регенерации, аддитивная помеха со входа ретранслятора не передается на его выход. Однако, она вызывает ошибки при демодуляции. Ошибочно принятые в

57

одном ретрансляторе символы передаются на последующие ретрансляторы, так что ошибки все же накапливаются.

При использовании к регенераторов при допустимой вероятности р1 необходимо в демодуляторе вероятность ошибки р1 не более чем р/К. Однако, в отличие от предыдущего случая для этого вовсе не нужно увеличивать отношение сигнал/помеха на входе регенератора в к раз. Так, например, при передаче двоичных символов в канале с аддитивным гауссовым шумом и некогерентном приеме двоичных ортогональных сигналов ошибки возрастают незначительно [6]. Так если требуется обеспечить р<10-5, то в системе без переприема для этого необходимо иметь h2=- 2ln(2p)=21,64 . При К = 1000 регенераторов следует обеспечить на каждом из них h1<10-8, то h2=2ln(2p)=35,45. Для этого достаточно увеличить мощность сигнала в 1,64 , а не в 1000. При цифровой передаче непрерывных сообщений можно повысить достоверность приема информации и путем применения помехоустойчивого кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровых систем передачи при использовании регенерации позволяет осуществить практически неограниченную дальность связи и при использовании каналов сравнительно невысокого качества.

Существенным преимуществом цифровых систем передачи является широкое использование в аппаратуре вычислительной техники и микропроцессоров. Совокупность устройств, выполняющие преобразования входных цифровых сигналов в выходные цифровые сигналы на основе заданного алгоритма преобразования цифровыми фильтрами (ЦФ). По существу ЦФ является специализированным ЭВМ или микропроцессором, работающим по заданной программе. Кроме этого, на цифровой основе можно объединить в единой системе сигналы передачи данных и сигналы передачи речевого сигнала и телевизионного видеосигнала. Простота сочленения цифрового канала с ЭВМ позволяет существенно расширить область применения вычислительной техники при

58

построении аппараты связи.

Важнейшей характеристикой цифрового сигнала является скорость передачи В, определяемая в битах в секунду (бит/с), и равна числу посылок (нулей и единиц) в секунду.

При низких скоростях передачи: это телеметрия, закодированные команды и других сообщений, передаваемых со скоростью В< (2…3)103 бит/с цифровой сигнал передается по телефонному радиоканалу путем манипуляции цифровым сигналом набора тональных поднесущих, при этом на входе передатчика ВЧ или УВЧ диапазонов устанавливается специальный блок для уплотнения телефонного канала цифровым потоком. С повышением скорости передачи: при цифровом радиовещании, многоканальной телефонии, передачи данных с большой скоростью возникают проблемы, связанные с расширением полосы частот, занимаемой цифровым сигналом. Поэтому передатчики цифровой связи имеют свою специфику.

Наибольшее распространение имеет импульсно-кодовая модуляция. В этом случае ИКМ поступает на модулятор передатчика. Однако в цифровой системе может быть применен любой вид модуляции, аналогично тому, как это делается при манипуляции.

При двоичной ИКМ сигнал принимает только два фиксированных значения, поэтому модуляция несущей практически превращается в манипуляцию. Цифровые сигналы могут быть двузначными (двухпозиционными) и многозначными (многопозиционными).

4.2. Принцип преобразования непрерывного сигнала в цифровой

При преобразовании непрерывного сигнала в цифровой с ИКМ исходное непрерывное сообщение предварительно подвергается дискретизации и квантованию, а затем кодируется и передается как дискретное сообщение, при этом

59

каждый отсчет ИКМ сигнала кодируется в одну комбинацию представлением отображающего его mа-ичной цифры в двоичной (mв=2) системе исчисления. При этом длинна кода определяется соотношением

(4.1)

где, К – число заданных кодовых комбинаций, N – число всех возможных кодовых наборов, N >K, К=mak, N = mbn.

Для полного использования кода, число квантованных значений ma=K, обычно выбирают mвn=2n. Для сигнала звукового канала чаще всего ma=32, 64, 128 или 256. Что соответствует n = 5,6,7 или 8. Пример таких преобразований для ma=8, n=3 приведен на рис. 4.1. Полученные отсчетные уровни в данном случае 2,3, 3, 2. Поэтому коды соответственно равны: 100, 101, 110, 011 и 011. Аналогично получаются коды и при других значениях отсчетов сигнала в моменты времени ∆t .

60