Учебное пособие 2213

Однако, для определения того, какой из двух сигналов передан в приемнике необходимо определить начальную фазу φ0 переданного сигнала. Если начальная фаза неизвестна, то в приемнике происходит регистрация изменения фазы принятого колебания.

В результате флуктуации начальная фаза колебаний в реальных системах связи может принимать значения от 0 до 2π. Неопределенность начальной фазы может привести к так называемой «обратной работе». Последнее явилось главным препятствием применениям ФМ на практике.

Начальная фаза может быть определена, если осуществить синхронизацию колебаний в передатчике и приемнике – это синхронный или когерентный прием. Когерентность может быть осуществлена двумя методами. В первом случае это достигается с помощью так называемых пилот сигналов, передаваемых по отдельному каналу (каналу синхронизации). Пилот-сигнал должен хотя бы по одному признаку отличаться от информационного сигнала, например для синхронизации иногда используют АМ сигналы. Более совершенным методом осуществления когерентности является выделение синхронизирующих колебаний непосредственно из рабочих посылок путем устранения в устройстве синхронизации.

Наибольшую экономию спектра и лучшую помехоустойчивость обеспечивает относительная фазовая телеграфия (ОФТ), называемая также фазоразностной манипуляцией (ФРМ), когда изменение дискретных значений фазы происходит лишь при переходе, например, от 1 к 0, а при обратном переходе фаза не меняется. При этом число манипуляций фазы вдвое меньше, благодаря чему спектр

41

сигнала ОФТ занимает полосу частот П ≈ 5 В, как и сигнал ЧТ.

ОФМ реагирует лишь на разность фаз двух соседних посылок, а не их абсолютное значение. Это и обусловило новые возможности применения ФМ при передаче дискретной информации.

В системах с ОФМ не требуется высокой абсолютной стабильности параметров канала. Необходимо только обеспечить их неизменность на интервале времени двух посылок. В частности, исключается нестабильность начальной фазы, а следовательно и «обратная работа». При ОФМ изменение фазы приводит к неправильному приему только одной посылки (одной, первой посылки).

Действительно, если фаза n-ой посылки равна φ0+φn , а (n-1)-й – φ0+φn-1 , то их разность ψ=(φn+φ0)-(φn-1+φ0)= φn-φn-1

является индексом модуляции и не зависит от начальной фазы mφ=2∆φ= ψ= φn-φn-1 ,

(2.4)

определяемой разностью фаз двух посылок сигнала.

Индекс модуляции может принимать конечное число значений от φ1 до φk , определяемый минимальным значением разности фаз, которые еще можно различить. При равномерном размещении этих значений в интервале от 0 до 2π ψмин= 2π/k. Число вариантов значения индекса определяет кратность системы с ОФМ. Кратность определяется числом двоичных единиц, содержащихся в каждой посылке сигнала. Обычно реализуются системы связи, в которых k целое число, а каждая посылка сигнала используется для передачи k независимых двоичных сигналов. Таким образом в однократной системе два варианта разности фаз. В трехкратной восемь разностных фаз и так далее. Кратность

42

ОФМ может использоваться для повышения надежности передаваемой информации.

Как правило. системы с ОФМ строятся как синхронные системы связи, в которых возможно использование оптимальных методов приема.

Простейший фазовый манипулятор может быть выполнен по принципу коммутации фазовращателей, создающих необходимые сдвиги фазы несущего колебания. При этом во избежание значительного расширения внеполосного спектра моменты коммутации фазы целесообразно синхронизировать с несущим колебанием.

В возбудителях иногда сигналы ФТ получают изменение частоты на фиксированную величину с последующим делением частоты в N раз. Так как изменению частоты на 1 Гц соответствует изменение фазы на 360˚, то для π – манипуляции необходимо деление с N = 2.

На практике часто формирование сигналов ФТ и ОФТ производят в манипуляторах, работающих на частотах стандартного телефонного канала, и сформированный сигнал подают на вход телефонного канала возбудителя связного передатчика с однополосной модуляцией (ОМ). При этом фильтры в тракте формирования ОМ сигнала способствуют ограничению внеполосных излучений.

43

3. СИГНАЛЫ С ОГРАНИЧЕННЫМ СПЕКТРОМ

3.1. Искажения спектра радиосигнала и проблемы его ограничения

Спектр модулированного колебания при использовании классических методов модуляции занимает относительно узкую полосу частот по отношению к несущей частоте и находящейся вблизи несущей частоты. Поэтому, при прохождении модулированного сигнала через каскады передатчика, при излучении и в приемнике его спектр не должен искажаться, т.е. идеальный радиоканал должен быть линейным и широкополосным по отношению к радиосигналу, а его импульсная характеристика должна удовлетворять критерию Найквиста. Кроме этого, любые нелинейные эффекты или ограничения полосы частот приводят к межсимвольной интерференции, искажающей передаваемую информацию[11].

Однако, реальный радиоканал включает следующие виды нелинейных функциональных узлов: модуляторы, усилители мощности, демодуляторы (детекторы) и смесители. При этом только нелинейные функциональные узлы выполняют преобразование спектра, осуществляя его перенос из заданного диапазона на промежуточные или более высокие частоты. Поэтому, с целью уменьшения вносимых искажений модуляторы, демодуляторы и смесители обычно выполняются, как правило, максимально нелинейными по отношению к немодулированным высокочастотным колебаниям и максимально линейными по отношению к радиосигналу. Поэтому, при анализе прохождения модулированного колебания по радиоканалу принято считать радиоканал линейным, а вносимые нелинейные искажения оценивать как малые добавки к рассчитанной достоверности принимаемой информации в идеальном линейном каскаде.

44

В радиоканале, за счет нелинейных элементов возникают побочные комбинационные составляющие. Любое преобразование спектра связано с появлением большого количества дополнительных спектральных составляющих в спектре выходного сигнала, частоты которых являются комбинациями частот спектра исходных сигналов. Поэтому в радиоканале используются частотно-селективные устройства, подавляющие нежелательные комбинационные и гармонические составляющие до уровня, определяемыми соответствующими стандартами. Ограничения спектра высокочастотного радиосигнала в радиоканале необходимо не только для подавления комбинационных частот нелинейного преобразования, но и является предварительной фильтрацией, сигнала и необходима для его оптимального приема. При этом следует отметить, что в обоих случаях речь идет о подавлении нежелательных колебаний вне полосы модулированного сигнала и о выделении всего спектра полезного модулированного сигнала. Распределение спектра в полосе модулированного сигнала определяется только формирующим фильтром модулятора передатчика и фильтром коррекции приемника. Только в низкочастотном диапазоне можно построить фильтр, имеющий амплитудно-частотную характеристику Найквиста, Гаусса или другую, обеспечивающую формирование требуемого спектра модулирующего сигнала и соответственно заданный спектр модулированного сигнала. Кроме этого технически невозможно реализовать перестраиваемый фильтр, который на несущей частоте, составляющей сотни и тысячи МГц, имел бы требуемую стабильность АЧХ в полосе узкополосного модулированного сигнала, составляющей несколько кГц. Идеальный высокочастотный фильтр для модулируемого сигнала должен иметь равномерную АЧХ и линейную ФЧХ в полосе частот, занимаемой модулируемым сигналом.

Таким образом, прохождение модулированного сигнала по радиоканалу сводится к анализу прохождения

45

узкополосного сигнала по линейным цепям с полосовой частотной характеристикой. Формально модулированное колебание может быть получено путем вычисления интеграла свертки от входного воздействия и импульсной характеристики этого устройства. Однако, непосредственное применение импульсной характеристики для расчета в области ВЧ не всегда возможно. Это связано прежде всего с так называемой «постоянной времени». Вычисление сигнала на выходе линейного устройства через интеграл свертки требует интегрирования с шагом достаточно малым с периодом ВЧ колебания. Поэтому для несущих частот порядка сотен и тысяч МГц шаг интегрирования имеет порядок десятков наносекунд. При этом полное время интегрирования для получения установившегося состояния пропорционально длительности импульса модулирующего сигнала, что составляет десятки миллисекунд. Поэтому при столь большом объеме вычислений требуется мощные процессоры.

С целью упрощения анализа прохождения ВЧ колебаний по линейным цепям представление линейного ВЧ селективного устройства с полосовой частотной характеристикой через фильтр нижних частот является более целесообразным.

3.2. Оптимизация видов сигналов и методы их модуляции

При построении систем связи необходимо решать задачи оптимизации видов сигналов, методов модуляции и кодирования, а также реализации соответствующих устройств формирования и обработки сигналов в каналах, с ограниченной полосой частот [11,12].

С позиции эффективного использования спектра важным является ограничение полосы частот именно передающим устройством. Поскольку, электромагнитная совместимость радиосредств, является актуальной при

46

построении любой радиосистемы, то всегда требуется выполнять определенные нормы по уровню внеполосных излучений, что и приводит обычно к необходимости применения фильтров, ограничивающих полосу частот при передаче сигналов. Поэтому эти фильтры и определяют полосу частот любого непрерывного канала.

В тех случаях, когда удельная скорость передачи информации (скорость передачи информации отнесенная к ширине полосы занимаемых каналом частоты) далека от значения 2 (бит/с) Гц-1 ограничение полосы частот практически не влияет на работу системы. Так, даже при использовании классических методов амплитудной, частотной или фазовой манипуляции, когда форма огибающей формируемого модулятором сигнала близка к прямоугольной. Фильтр на выходе модулятора, являющийся составной частью непрерывного канала не вносит заметных искажений в форму сигнала. В качестве модели канала можно рассматривать четырехполюсник, импульсный отклик которого описывается–функцией. В этом смысле такие каналы не относят к каналам с ограниченной полосой частот.

в виде четырехполюсника с линейной фазо-частотной и равномерной амплитудно-частотной характеристиками, не соответствует физическим процессам, происходящем в канале. При этом необходимо учитывать также форму импульсного отклика g(t) канала, существенно отличающейся от – функции. Кроме этого импульсные сигналы с прямоугольной огибающей, имеющие длительность Т, претерпевают существенные искажения, так что уже на выходе фильтров, ограничивающих полосу частот излучаемых сигналов, длительность этих импульсных сигналов превышает Т и возникают явления межсимвольной интерференции. Именно такие каналы и относят к классу с ограниченной полосой частот. Таким образом, любой реальный канал при

47

определенных, достаточно больших значениях удельной скорости передачи информации должен рассматриваться как канал с ограниченной полосой.

Заметим, что упомянутое явление межсимвольной интерференции с ограниченной полосой может быть вызвано не только фильтрами непрерывного канала, существенно ограничивающими полосу частот классических видов модуляции, формируемых модулятором. Сигналы, длительность которых превышает Т, а полоса частот не шире полосы канала, могут быть сформированы непосредственно модулятором с помощью соответствующих функциональных устройств, причем канал практически не вносит искажений. Распространяя используемую терминологию и на этот случай, формируемые модулятором сигналы могут быть названы

сигналами с ограниченной полосой частот. Такая реализация больших значений удельной скорости передачи информации обладает определенными преимуществами перед ограничением полосы частот сигналов фильтрами канала. Действительно, этот метод, называемый далее методом формирования сигналов с ограниченной полосой частот,

позволяет реализовать сигналы практически любой формы, в том числе строго финитные, которые не могут быть получены как реакция какого-либо физически реализуемого фильтра на воздействие классического амплитудно-, частотно- и фазоманипулированного сигнала. Разумеется, при формировании модулятором сигналов с ограниченным спектром может вообще отпасть необходимость в фильтрах на выходе модулятора. Тем не менее, учитывая изложенное, такой метод будем также относить к методам, обеспечивающим передачу информации по каналам с ограниченной полосой частот.

Следует отметить, что к классу сигналов с ограниченным спектром относят и такие, длительность которых не превышает длительности Т соответствующих классических сигналов с прямоугольной огибающей, но для которых во имя снижения уровня внеполосных излучений

48

выбраны соответствующие законы изменения огибающей и фазы высокочастотного заполнения.

Стремление увеличить удельную скорость передачи обусловлено как необходимостью увеличения абсолютной скорости передачи информации в отведенной полосе частот, так и требованием увеличения числа каналов, например, в многоканальных системах связи с частотным уплотнением. Кроме того, в таких многоканальных системах приемные устройства обычно содержат разделительные канальные фильтры, что, вообще говоря, следует учитывать при оптимизации методов обработки сигналов. Однако обычно и в этом случае достижимые значения удельной скорости передачи информации, связанные с эффектами ограничения полосы частот, определяются параметрами устройств формирования сигналов.

При выборе сигналов в каналах с ограниченной полосой частот, необходимо прежде всего обеспечить возможно более узкую полосу частот, занимаемую спектром сигнала, для сохранения при приеме допустимого уровня энергетических потерь, связанных с ухудшением взаимно корреляционных свойств ансамбля используемых сигналов. Кроме этого в современных системах передачи информации, использующих различные методы ретрансляции, необходимо обеспечить как можно меньшее отношение пиковой мощности средней мощности излучаемого колебания. Наконец, при выборе сигналов следует учитывать сложность аппаратурной реализации устройств формирования и обработки. Рассмотрим перечисленные требования более подробно.

Обычно различают такие понятия, как необходимая ΔFH

и занимаемая ΔFЗ полосы частот. Нежелательные радиоизлучения, являющиеся результатом модуляции сигнала в полосе частот, примыкающей к необходимой, представляют собой внеполосные излучения. При этом величина ΔFН является минимальной полосой частот данного класса излучения, необходимой для передачи сигнала с оптимальной скоростью

49

и качеством. За ΔFЗ принимается полоса, з а пределами которой сосредоточена некоторая заданная часть средней мощности излучаемых колебаний. При этом обычно полагают, что значение средней мощности колебания вне полосы ΔFЗ должно составлять 1% от общей средней мощности. Нижним уровнем измеряемой мощности излучения считают – 60 дБ. Выбирая форму используемых сигналов, необходимо стремиться к тому, чтобы значение ΔFЗ было по возможности ближе к значению ΔFH, обеспечивая тем самим высокую скорость убывания уровня спектра внеполосных излучений. Решение этой задачи, в частности, связано с переходом от классических сигналов с прямоугольной формой огибающей к сигналам специальной формы. Так, если для классических сигналов уровень спектра убывает по закону 1/Δf, где Δf – отстройка относительно несущей частоты f0 радиосигнала, то переход к импульсам трапецеидальной или синусоидальной формы огибающей обеспечивает убывание по закону 1/(Δf)2. Выбор сигналов более сложной формы и соответственно развитие применяемых методов манипуляции (введение зависимости между формами последовательно передаваемых сигналов, уменьшение индекса частотной манипуляции без разрыва фазы колебания, увеличение длительности используемых сигналов относительно периода их следования и т. п.) позволяют значительно увеличить скорость спада уровня спектра излучаемых колебаний.

3.3. Эффективность применения сигналов с ограниченной полосой частот

Как известно переход от классических ФМ сигналов с прямоугольной огибающей к сигналам с ограниченной полосой частот приводит к существенному снижению удельных затрат полосы частот. Так, как показано в [12] ,переход к сигналам с огибающей вида sin х приводит к уменьшению полосы занимаемых частот более чем в 8 раз.

50