ФУУМЭ / К2
.pdf3.5. Модернизация входного каскада ОУ
С учётом противоречивости требований к величине коллекторного тока транзистора предлагается модернизация входного ДУ путём использования в нём схемы Дарлингтона (составного транзистора). Она позволяет увеличить усиление без использования большого числа элементов. Схема изображена
на рис. 3.10. |
|
|
|
|
|
||
|
Учитывая известные для биполярного тран- |
||||||
зистора |
соотношения, можно записать, |
что |
|||||
IК1 |
IБβ1. Учитывая, что ток коллектора VT2 |
||||||
IК2 |
IБ2β2 |
IБ(1 |
β1)β2 , |
а |
также то, |
что |
|
IЭ1 |
IБ2 , получим выражение для тока коллек- |
||||||
тора IК |
IК1 |
IК2 |
IБ(β1+β1β2 +β2) β1β2IБ . |
||||
Рис. 3.10 |
Недостатком данной схемы является темпе- |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
ратурная |
нестабильность. |
При |
фиксированных |
потенциалах базы Б, эмиттера Э и коллектора К составного транзистора из-
менение его температуры ведёт к изменению падения напряжения на эмит-
терных переходах и, соответственно, к изменению токов эмиттеров и баз VT1
и VT2. Изменение базового тока IБ приводит к большему β1β2 раз измене-
нию тока коллекторного вывода К, что может привести либо к запиранию транзистора, либо к его насыщению.
Чтобы избежать этого при использовании составных транзисторов в дифференциальных усилителях:
1. Необходимо зафикси- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
ровать токи коллекторов с |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
помощью генераторов |
тока, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
как это показано на рис. 3.11. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Здесь генераторы тока I0, I01, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
I02 фиксируют эмиттерные и, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
соответственно, |
коллектор- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
ные токи транзисторов |
|
VT1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
и VT2, VT3, VT4 соответст- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
венно. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Коэффициент |
усиления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
дифференциального сигнала |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
ДУ определяется |
крутизной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
транзисторов S и величиной |
|
|
|
Рис. 3.11 |
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
сопротивлений R |
в коллекторных цепях k |
|
SR |
R |
IК |
|
RкI0 |
, где φ |
|
– |
|||||
|
|
|
|
||||||||||||
к |
|
|
|
|
|
|
д |
к |
к φТ |
|
2φТ |
Т |
|
||
тепловой потенциал (составляет 26 мВ при температуре 300 K). Входное со- |
|||||||||||||||
противление R |
β/S |
|
βφТ |
|
2βφТ |
. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
вх. |
|
|
IК |
I0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В случае применения в ДУ составных
транзисторов Rвх. 2β1β3φТ (без генерато-
I0
ров тока I01, I02). Наличие генераторов тока создаёт ООС по току в транзисторах VT3 и
VT4, стабилизируя их температурно. При
этом |
R |
β3φТ |
. |
Так |
как |
|
|||||
|
вх. |
IК3 |
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 3.12
IК3 IЭ3 |
I01 |
|
IБ1 |
I01 |
I0 |
|
2β1I01 + I0 |
|
, |
то |
|||||||
|
2β1 |
|
2β1 |
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Rвх. |
β3φТ |
|
|
2β1β3φТ |
|
|
|
|
2β1β3φТ |
|
|
|
|
. Таким образом, введение ООС |
|||
I01 |
I0 |
|
|
I0 + 2β1I01 |
|
|
I01 |
) |
|
||||||||
|
2β |
|
|
|
|
|
|
|
I0 (1 2β1 I |
|
|
|
|||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
с помощью генераторов тока температурно стабилизирует ДУ, снижая при
этом его входное сопротивление пропорционально отношению |
I01 |
(реально |
|
I0 |
|||
|
|
–незначительно).
2.Чтобы избежать насыщения составных транзисторов из-за их большо-
го усиления β1β3 вводят дополнительную ООС в эмиттерные цепи VT1 и
VT2, как это показано на рис. 3.12. Здесь точка соединения резисторов об-
ратной связи RЭ1, RЭ2 – виртуальная «земля», так как при изменении токов эмиттеров VT1 и VT2 (на рис. 3.12 не показан) потенциал этой точки не из-
меняется – противофазные приращения напряжения в этой точке, создавае-
мые эмиттерными токами транзисторов ДУ взаимно уничтожаются. Поэтому
kд S 'Rк , где S ' 1 1 .
S RЭ
Недостаток данной схемы в необходимости изготовления одинаковых резисторов и их температурного согласования. Кроме того потенциалы кол-
лекторов VT1 и VT2 значительно выше нуля, что вызывает необходимость использования схемы сдвига напряжения. Для лучшего температурного согласования используются не резисторы, а диоды.
На рис. 3.13 показан вариант схемы, в которой потенциалы коллекторов близки к нулю. Она выполнена на комплементарных транзисторах.
Наряду с биполярными,
в ДУ используются полевые транзисторы. Применяются и гибридные схемы. Поле-
вые транзисторы обладают рядом неоспоримых досто-
инств – высоким входным сопротивлением и низким уровнем собственных шумов за счёт отсутствия рекомби-
национной составляющей. Рис. 3.13 Их недостатком, по-
сравнению с биполярными, является низкая крутизна. К достоинствам поле-
вых транзисторов следует отнести также более высокую линейность их ха-
рактеристик.
3.6. Источники неизменного тока
К источникам неизменного тока предъявляют следующие требования:
1. Высокое выходное (внутреннее) сопротивление Rвых., необходимое для получения большого коэффициента ослабления синфазного сигнала
КОСС= |
1 |
|
|
(1 2Rвых.S) |
2. Возможность
.
установки требуемого тока.
3. Термостабильность.
Простейшая схема ИНТ изображена на рис. 3.14.
Рис. 3.14
Здесь I – выходной ток ИНТ. |
I |
0 |
|
UОП – UБЭ |
|
UОП |
при U |
ОП |
. |
|
|
||||||||
0 |
|
|
RЭ |
|
RЭ |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
Проблемой при реализации такого ИНТ является невозможность получения малых токов. Например, для получения тока 10 мкА необходим резистор с сопротивлением 1 МОм, что невозможно при использовании планарной тех-
нологии.
Выходное сопротивление такой схемы с помощью системы h-
параметров. Рассмотрим данную схему как схему с общей базой. Такой под-
ход можно считать корректным, учитывая, что источник опорного напряже-
ния UОП , как любой идеальный источник напряжения обладает нулевым внутренним сопротивлением. Таким образом, базовый вывод VT1 соединён с общей точкой схемы – «землёй».
Эквивалентная схема рассматриваемого ИНТ приведена на рис. 3.15.
Рис. 3.15
Она состоит из источника опорного напряжения UОП , сопротивления RЭ в
эмиттерной цепи, входного сопротивления транзистора h11 в схеме с общей базой, источника напряжения обратной связи h12UКБ (UКБ = Uвых.), источни-
ка тока, имитирующего усилительные свойства транзистора h21IЭ, сопротив-
ления запертого коллекторного перехода h21.
Используя систему h-параметров, можно записать:
UЭБ |
h11IЭ |
h12UКБ . |
IК |
h21IЭ |
h22UКБ |
Выходное сопротивление |
Rвых. |
1 |
Uвых. |
|
Uвых. |
. Ток эмит- |
||||
Gвых. |
|
IК |
|
IК1 IК2 |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
тера IЭ |
UОП |
h12UКБ |
. В цепи эмиттера ИНТ может возникать переменная |
|||||||
|
|
|||||||||
|
RЭ |
h11 |
|
|
|
|
|
|
|
составляющая тока, наряду с постоянной, несмотря на то, что между базой и эмиттером транзистора приложено постоянное опорное напряжение. Причи-
ной этого является наличие внутренней обратной связи в транзисторе, харак-
теризуемой h12. Тогда при возникновении переменной составляющей тока коллектора (и, соответственно, переменной составляющей напряжения кол-
лектор-база) переменная составляющая эмиттерного тока (приращение) рав-
на IЭ |
h12 |
UКБ |
. Переменный ток коллектора может возникать при ис- |
|
|
||
|
RЭ |
h11 |
пользовании ИНТ в ДУ в общей эмиттерной цепи транзисторов.
Переменная составляющая эмиттерного тока ИНТ усиливается транзи-
стором, приводя к заметному изменению тока коллектора – выходного тока ИНТ. Это можно интерпретировать как изменение внутренней проводимости
ИНТ |
Gвых. |
IК |
|
h12 IЭ |
|
h12h21 |
за счёт внутренней обратной связи. |
UКБ |
UКБ |
|
RЭ h11 |
||||
|
|
|
|
Полная внутренняя проводимость состоит из постоянной составляющей и
приращения G |
h |
|
h12h21 |
. В современных транзисторах проводи- |
|
|
|||
вых. |
22 |
|
RЭ |
|
|
|
|
||
мость h22 весьма мала, |
Gвых. невелика из-за малости h12. Поэтому внут- |
реннее сопротивление такого ИНТ весьма велико.
Модификация источников неизменного тока
На рис. 3.16 представлен ИНТ в виде так называемого токового зеркала.
Для рассмотрения его работы предположим,
что |
|
VT1 |
и |
VT2 идентичны, то |
есть |
||||
UБЭ1 |
UБЭ2 . |
Учитывая, |
что IК |
IЭ , |
|||||
I1 |
IК1 |
IК2 |
I0 . В этой схеме любые изме- |
||||||
нения |
IК1 (управляющий ток) |
повторяются |
|||||||
IК2 |
. Выходной ток I0 IК2 |
E1 |
UБЭ |
|
E1 |
. |
|||
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
RК |
RК |
||
Рис. 3.16 |
Остаётся нерешённой проблема больших |
сопротивлений RК для получения малых токов I0 . Для её решения предла-
гаются следующие пути. Первый – создание неодинаковых по площади тран-
зисторов. Второй – введение сопротивление в эмиттерную цепь VT2.
Реализация первого подхода возможна с учётом соотношения, опреде-
|
|
|
|
|
|
|
|
qUБЭ |
|
|
|
ляющего величину тока эмиттера |
I |
Э |
j |
s |
F |
p – n |
e kT |
. Здесь j |
s |
– плотность |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
тока насыщения эмиттерного p–n-перехода, |
Fp n |
– площадь эмиттерного |
перехода. При одном и том же управляющем напряжении транзистора UБЭ
эмиттерный и, соответственно, коллекторный ток пропорционален площади p–n-перехода. Проблема в том, что в инте-
гральных схемах обычно используются оди-
наковые транзисторные структуры, предель-
ные размеры областей которых определяются возможностями технологии.
Схема ИНТ с использованием второго подхода приведена на рис. 3.17. По-
сравнению с исходной схемой (рис. 3.16) она содержит резистор RЭ и управляющие напря-
жения транзисторов не равны (UБЭ1 |
UБЭ2 ). Для них в данной схеме можно |
||||||||||||||||||
записать, что UБЭ1 |
UБЭ2 IЭ2RЭ . Из выражения для тока эмиттера следу- |
||||||||||||||||||
ет, что UБЭ |
kT |
ln |
|
IЭ |
|
. При условии, что β >> 1 и IК IЭ и одинаково- |
|||||||||||||
q |
jsFp n |
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
сти свойств транзисторов ( Fp |
n1 = Fp |
n 2 , |
js1 = js2 ) разность управляющих |
||||||||||||||||
напряжений |
транзисторов |
токового |
зеркала |
|
|
определяется как |
|||||||||||||
UБЭ1 UБЭ2 |
kT |
ln |
I1 |
|
ln |
|
I0 |
|
φT ln |
I1 |
. Учитывая это, най- |
||||||||
|
|
js1Fp n 1 |
js2Fp n 2 |
|
|
||||||||||||||
|
q |
|
|
|
|
|
|
I 0 |
|
||||||||||
дём, что I0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
φ |
I |
|
φ |
|
|
E |
. |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
RЭ |
I0 |
|
RЭ |
|
RКI0 |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Чтобы оценить полученный результат, предположим, что RК = 10 кОм,
E1 = 10 В. Для тока I0 = 10 мкА необходим резистор RЭ = 11,5 кОм. Такое со-
противление лежит в диапазоне реализуемых по планарной технологии но-
миналов.