Добавил:

Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ"

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

skhemotekhnika / ОУ

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

09.02.2015

Размер:

376.82 Кб

Скачать

☆

1 / 21 2 > Следующая >>>

ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ В УСТРОЙСТВАХ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ.

.Целью работы является изучение принципов построения радиотехнических устройств, работа которых основана на использовании интегральных операционных усилителей.

ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Операционный усилитель (ОУ) является базовым радиотехническим компонентом, обладающим большим усилением (в том числе, и усилением постоянной составляющей), дифференциальным построением усилительного тракта, большим входным Rвх и малым выходным Rвых сопротивлениями. Для используемого в лабораторном ма-

кете ОУ Ку ≈ 105, Rвх ≥ 107 Ом, Rвых < 500 Ом.

Дифференциальный усилитель (ДУ) – это усилитель с двумя входами, относительно которых коэффициенты передачи К+ и К- равны по величине и противоположны по знаку. ДУ, у которого указанные условия выполняются, является идеальным. Один из входов ДУ называется не инвертирующим, другой – инвертирующим. Усиление сигнала (рис.1), поступающего на инвертирующий вход, происходит с изменением (инверсией) знака на противоположный.

Кд

Rc-

Uвх-

Uвых

Кд

Uд

Iвх-

Uош вх

Uвых

Rc+

Uвх+

Iвх+

Рис. 1

Рис. 2

Во входных сигналах Uвх+, Uвх- ДУ различают дифференциальную (разностную) Uд и синфазную (общую) Uс составляющие

Uд = Uвх+ - Uвх-; Uс=	1	(Uвх+ – Uвх-).	(1)
	2

Для характеристики передаточных свойств ДУ вводят следующие параметры: К+ и К- – коэффициенты передачи усилителя по неинвертирующему и инвертирующему входам; Кд и Кс– коэффициенты передачи дифференциальной и синфазной составляющих сигнала:

Кд =		K +	+	K −	; Кс = К+ – К-; Uвых= Uд Кд+ Uс Кс.	(2)


	2
	2

В идеальном ДУ │К+│ = │К-│ = Кд, Кс=0, Uвых= Uд Кд.

В реальных ДУ │К+│ ≠ │К-│ = Кд, Кс ≠ 0, в результате чего ДУ чувствителен не только к дифференциальной, но и синфазной составляющей сигнала. Количественная оценка качества усилителя как дифференциального производится с помощью коэффициента относительного ослабления синфазного сигнала αсс = Кд /Кс.

Интегральный ОУ является усилителем постоянного тока (УПТ). На работу схемы УПТ могут повлиять источники статической ошибки, вызывающие отклонения режимов работы на постоянном токе от ожидаемых. Такие источники, даже при отсутствии входных сигналов, вызывают появление на выходе ОУ постоянного потенциала U ош вых. Действие источников статической ошибки характеризуют с помощью одного эквивалентного генератора ЭДС U ош вых, включенного последовательно с неинвертирующим входом (рис.2). При номинальных условиях работы ОУ оценка предельных значений U ош вых и U ош вх осуществляется по формулам

│U ош вх│= Uсм0+│I вх+ Rc+- I вх- Rc-│; U ош вых= U ош вх Кfош,

где Uсм0 – напряжение Uд, характеризующее возможные пределные отклонения нулевой точки статической амплитудной характеристики ОУ (рис.3); Rc+, Rc- – полные сопротивления на постоянном токе цепей, подключаемых к неинвертирующему и инвертирующему входам; I вх+, I вх- - постоянные составляющие входных токов по неинвертирующему и инвертирующему входам; Кfош – коэффициент передачи схемы на постоянном токе относительно неинвертирующего входа.

Uвых Еп+

-Uсм0 Uсм0

Uд

Еп-

Рис. 3

Все устройства с ОУ можно разделить на три разновидности. К первой разновидности относятся схемы с глубокими отрицательными обратными связями (ООС). Ко второй – устройства, в которыхОУ используется без обратной связи. К третьей – схемы на ОУ с положительной обратной связью (ПОС).

Всхемах с глубокой ООС требуемые передаточные свойства устройств на ОУ задаются цепью обратной связи. В некоторых пределах эти свойства не зависят от параметров самого операционного усилителя.

Вустройствах с ООС различают три основных способа включения ОУ в схему устройства. Это инвертирующее включение (рис.4,а), неинвертирующее включение (рис.4,б) и комбинированное включение (рис.4,в).

Во всех схемах рис.4 в условиях глубокой ООС (Кf Кд) можно пренебречь сигнальными значениями U ׀вх и I׀вх, считая U ׀вх=0 и I׀вх =0, при этом Iz1 = If. Соотношение

U ׀вх = 0 вытекает из того, что U ׀вх= Uвых / Кд, где Кд → ∞ и Uвых≠ ∞. В условиях глубокой ООС приближение I׀вх =0 применимо, даже и при значениях сопротивления Rвхд = 0,

так как сигнальная разность потенциалов на этом сопротивлении U ׀вх=0. Соотношения Iz1 = If и U ׀вх=0 являются основополагающими при приближенных методах анализа свойств схем, организуемых на базе операционных усилителей с глубокими ООС.

			Zf			Zf
	If					Zf
Z1	If				If
	IZ1	I'вх		Z1	If
			∞		IZ1	I'вх
					IZ1	I'вх	∞

Uвх	U'вх		Uвых		U'вх
Uвх	U'вх		Uвых		U'вх			Uвых
								Uвых
				Uвх
K f =	Uвых	= −	Z f			K f =1 +	Z	f
K f =	Uвх	= −	Z1			K f =1 +		f
	Uвх		Z1				Z1
			а			б

IZ1

I'вх

Uвх-

∞

Z f

U'вх

вых

−U

вх-

вх+

Uвх+

Рис. 4

При частотно-независимом характере сопротивлений Z1 и Zf (Z1=R1, Zf=Rf) передаточные свойства Кf схем рис.4 не зависят от частоты в широком частотном диапазоне. Такие усилители называются масштабными.

В схеме сумматора (рис.5,а)

Uвых = ∑n αiU вхi , i=1

где αi=Rf ⁄ Ri

В этой схеме источники сигналов объединены в общей точке «а», имеющей нулевой потенциал (Uα = U ׀вх ≈ 0), в результате чего отсутствует взаимное влияние источников сигнала друг на друга.

Схема дифференциального усилителя с Кд = R2/ R1 изображена на рис.5,б. Она организована на основе комбинированного включения ОУ и отличается от последнего наличием дополнительного делителя R3, R4 в цепи неинвертирующего входа. В случае, когда R4 R1 = R3 R2, │К+│ = │К-│ и ДУ по своим свойствам близок к идеальному (Kс=0).

На рис.5,в приведена схема инвертирующего масштабного усилителя с трехполюсным элементом в цепи обратной связи. В ней

Кf = (R2R1+R2R4+R1R4)/R1R3

(3)

при R3 = R2 = R4 = R, Kf = 2+R/R1.

Uвх1

∞

Uвх

Uвх2

U'вх

Uвых

Uвхn

∞

Uвх-

Uвых

Uвх+

Uвых =U дKд =(Uвх+ −Uвх- )Kд

Рис. 5

Вряде случаев не требуется усиление постоянной составляющей, в результате чего

вустройства могут быть введены разделительные конденсаторы Cр. Примеры таких масштабных усилителей переменного сигнала приведены на рис.6.

	Rf	R2	R3
	Rf
Cр	R1	R5	R1
	∞	∞	Cр
Uвх	Uвых	Uвх	Cр
Uвх	Uвых	Uвх
		Uош вх	Uвых
	Uош вх	Uош вх
	Uош вх
	а	б

Рис. 6

Включение в схему на ОУ конденсатора Cр не отражается на Kf, если для всех частотных составляющих сигнала выполняется условие (1/ω Cр) « R2. Введение в схему дополнительных конденсаторов вызывает снижение коэффициента передачи Kfош напряжения U ош вх, вследствии чего влияние этого напряжения на режим работы схемы уменьшается.

Для схемы рис.6,а Kfош = 1, а для схемы рис.6,б Kfош =1+ R 2R+5R3 .

Нелинейные по передаточным свойствам устройства организуются на основе схемы УПТ рис.4,а за счет использования в ней нелинейных по вольтамперным характеристикам двухполюсников.

Основной характеристикой нелинейного элемента (НЭ) является его вольтамперная характеристика (ВАХ). Различают прямую и обратную ВАХ. Первая представляет зависимость Iн = f(Uн) тока Iн от напряжения Uн, вторая зависимость Uн=f(Iн) напряжения от тока Iн.

В схемах рис.4,а роль НЭ обычно выполняет один из двух входящих в схему двухполюсников. При включении НЭ вместо двухполюсника Z1 (Zf линейный резистор Rf) характер зависимости Uвых от Uвх совпадает с точностью до постоянного множителя с прямой ВАХ НЭ. Эту схему называют схемой прямого нелинейного функционального преобразования. В схемах, где нелинейным элементом является двухполюсник Zf (Z1 линейный резистор R1), зависимость Uвых от Uвх совпадает по своему характеру с обратной ВАХ НЭ. Эту схему называют схемой обратного нелинейного преобразования.

Часто в качестве НЭ в устройствах нелинейного функционального преобразования используют диоды. В них, в условиях прямосмещенного p-n –перехода относительно

больших значениях тока Iн (Iн >>I0) и напряжения Uн Uн >>φт), прямая ВАХ имеет экспоненциальный (потенцирующий) характер, а обратная – логарифмический;

Iн =I0 (e	U Н			U Н
	ϕΤm	- 1) ≈ I0	e	ϕΤm	; Uн = φт m tn(	Iн	+1) ≈ φт m tn	Iн	,

						I0		I0

где I0 – ток насыщения обратного смещения p-n –перехода; φт температурный потенциал (φт ≈ 0,026 В); m – конструктивно-технологическая постоянная (m = 1…3).

Uн

Iн

∞

Iн

Uвых

Uвх

Iн =

Uвых

Iн

Uвх

Рис. 7

В схеме рис.7,а в условиях, когда e

U Н

>>1 (Uвх>>0.026 В),

ϕΤm

Uвых = αe

Uвх

(4)

где α = I0R,

β = m φт,

а, в схеме рис.7,б при Iн/I0>> I (Uвых>>0.026 В),

Uвых = β ln (

Uвх

(5)

Точность выполнения операций потенцирования и логарифмирования может оказаться пониженной как при больших, так и при малых значениях тока Iн. Это связано с тем, что при больших значениях тока диод теряет нелинейные свойства, так как нелинейное динамическое сопротивление rд (rд = m φт/ Iн) его p-n –перехода становится меньше омического сопротивления линейного по ВАХ кристалла. При малых Iн в формировании выходных сигналов существенную роль играют паразитные дополнительные токи, которые, в первую очередь, обусловлены источниками возможных статических погрешностей, тем, что Iвх≠0 и U ош вых≠0. В результате действия указанных факторов реальные передаточные свойства схем рис.7 соответствуют ожидаемым (4) и (5) лишь в ограниченном диапазоне, граници которого можно определить по протяженности линейной части графиков зависимостей Uвых = f(Uвх), представленных в полулогарифмическом масштабе. При этом для потенцирующей схемы логарифмический масштаб следует ис-

пользовать по оси Uвых, а для логарифмирующей – по оси Uвх. При изображенных на рис.7 полярностях включения диодов нелинейному пеобразованию подвергаются поло-

жительные по входу сигналы.

Устройства фильтрации на ОУ организуются в соответствии со схемами рис.4 за счет использования в них частотно-зависимых по сопротивлению двухполюсников Z1 и Zf. В схеме рис.8,а сопротивление Z1 обратно пропорционально частоте, в результате чего в ней происходит пропорциональный частоте рост значения Kf. Такой амплитудночастотной характеристикой (АЧХ) обладают устройства дифференцирования, в результате чего в схеме

K(ω)= ωτ; Uвых(t)= τ

dUвх

(6)

где τ=RC.

∞

Uвх(t)

Uвых(t)

∞

Uвых(t)

Uвх(t)

Рис. 8

В реальных устройствах дифференцирования, собранных в соответствии со схемой рис.8,а, последовательно с конденсатором C обычно оказавается включен резистор Ri, в качестве которого выступает внутреннее сопротивление источника сигнала. В результате пропорциональный частоте рост коэффициента передачи ограничен частотами f, меньшими частоты fср, где fср=1/2π Ri C, при этом ход амплитудно-частотной характеристики, в отличии от (6) определяется формулой

K= ωτ	1	(7)
	1+( f / fср )2

На рис.9 приведены графики функции (7), которые являются логарифмическими амплитудно-частотными характеристиками (ЛАЧХ) дифференцирующего устройства рис.8,а.

В устройствах рис.8,б Kf(ω) уменьшается пропорционально частоте.

Такой АЧХ обладают интегрирующие устройства, поэтому для схемы рис.8,б справедливы соотношения:

Kf(ω)=1/ ωτ, Uвых(t)=	1	∫t	U вх (t)dt ,	(8)
	τ
0

где τ=R C.

Интегратор рис.8,б является устройством с разомкнутой обратной связью на постоянном токе. В нем возможно недопустимо большое влияние статической ошибки U ош вых. Уменьшение влияния ошибки в ряде случаев достигается введением в схему дополнительного резистора Rf, снижающее возможное предельное значение статической погрешности на выходе до величины U ош вых= U ош вх(1+ Rf/R).

K
			Ri = 0			R =2кОм
10						i
10
1,0
10-1
10-2		τ=10-5с
10	-3	τ=10-4с		fср
10	10	102	103	104	105	f, Гц
	10	102	103	104	105	f, Гц

Рис. 9

Введение в схему дополнительного резистора Rf ограничивает частотный диапазон интегратора снизу частотой fср ≈ 1/2π Rf C, при этом его АЧХ отличается от ожидаемой

(8) и определяется соотношением

K(ω)=	K0	=	1	,	(9)
	1+( f / fср )2		(1/ K0 )2 +(ωτ )2

где K0= Rf/R.	K

1,0

10-1					τ = 1,1 10-3 с
10-1
10-2
10-3
10	-4		fср
10	10	102	103	104	105	f, Гц
	10	102	103	104	105	f, Гц

Рис. 10

На рис.10 приведен график функции (9), который является ЛАЧХ схемы рис.8,б для случая, когда τ=1,1 10-3с, K0=1,8 (fср ≈144 Гц). В области повышенных частот f при f>> fср АЧХ устройства рис.8,б по существу совпадает с АЧХ (8) идеального интегратора даже при наличии в схеме резистора Rf, при этом

Kf(ω)=	K	0	=	1	=	fср	.
	ωCR f			ωτ		f

Аналоговое звено с АЧХ вида (9) называется простейшим инерционным звеном или же фильтром нижних частот (ФНЧ) первого порядка. Паразитные емкости в реальных схемах совместно с ненулевыми по сопротивлению источниками сигнальных токов образуют такие ФНЧ на пути прохождения сигналов. Фильтрующее действие указанных цепей ощутимо в высокочастотной области, особенно на частотах f>fср. ФНЧ такого типа присутствуют и в самом операционном усилителе (ОУ), в результате чего в схемах на ОУ возникают частотные искажения даже в схемах с чисто резистивными частотнонезависимыми цепями обратной связи, например, в масштабных усилителях и схемах рис.5. В них частотная независимость коэффициента усиления наблюдается лишь в ограниченной частотной области f<fсрf, где fсрf – граничная частота масштабного усилителя, организованного на ОУ с собственной граничной частотой fср = 1/2πτ1, τ1 – постоянная времени основного по инерционности звена ОУ. В области частот fср1<f<fср2, где fср2 граничная частота второго по инерционности звена ОУ, наблюдается постоянство площади усиления П= Kf fсрf. Сказанное иллюстрирует ход графиков рис.11, на котором приведены ЛАЧХ масштабного усилителя рис.5,в для ряда значений Kf0, определяемых соотношениями (3), где Kf0 значение Kf на частотах, где не сказывается влияние инерционных свойств ОУ.

Kf	K 'f 0	= 3100				1
Kf								τср1≈0,5с

103	K 'f' 0	= 310
103

102	K 'f''0 = 31
101	K 'f''0 = 31
101
1	K f ош=3,1			fср н	fср' f	fср'' f		fср'''	f
1		101	102	103	104		10	5	f, Гц

Рис. 11 Введение в состав рис.5,в конденсатора Ср, как показано на рис.6,б, хотя и снижает

коэффициент передачи Kf ош до значения Kf ош=1+( R2+ R3)/R5, но вызывает спад ампли- тудно-частотной характеристики в области низких частот. Частота, на которой в низко-

частотной области спад характеристики составляет – 3 дБ (Kf уменьшается в √2 раз) fсрн=1/2π R1C. Графики ЛАЧХ с учетом низкочастотных искажений отмечены на рис.11 пунктирными линиями.

При сближении fсрн с fсрf, а также в условиях, когда fсрн ≥ fсрf, амплитудно-частотная характеристика масштабного усилителя имеет квазирезонансный характер (график 1 на рис.11).

Амплитудно-частотными характеристиками, подобными изображенным на рис.11, обладает и схема рис.6,а, за исключением того, что в ней при ω→0, Kf(ω) →0, а не к

Kf ош.

Схемы, в которых ОУ не охвачен ООС, используются в качестве компараторов – устройств сравнени двух сигналов. Выходной сигнал идеального компаратора принимает только два значения, одно из которых U(1) принимается за сигнал логической единицы, другое U(0) соответствует крайним значениям питающих ОУ напряжений Еп+ и Еп-.

Процедура сравнения в идеальном компараторе описывается соотношениями:

если Uвх+> Uвх- (Uд>0), Uвых= U(1);

если Uвх+< Uвх- (Uд<0), Uвых= U(0);

если Uвх+= Uвх- компаратор находится в состоянии переключения.

Введение в схему компаратора положительной обратной связи (рис.12) придает компаратору свойства гистерезиса при переключении. Переключение в таком компараторе из состояния U(1) в U(0) осуществляется при положительном значении Uвх-, равном βЕп+, где β=R1/(R1+R2), так как при этих значениях Uвх- выполняются условия указанного переключения Uд ≈ 0 и Uд < 0. Для переключения компаратора из состояния U(0) в U(1) сигнал Uвх- должен быть отрицательным и по величине равным βЕп-.

Uвх-

Uд

Uвых

Uд

Uвых

βUвых

tн

Рис. 12

Рис. 13

На рис.13 представлена схема автогенератора-мультивибратора, вырабатывающего последовательность прямоугольных импульсов скважностью два и амплитудой Еп. Основным звеном такого генератора является компаратор с ПОС. В процессе работы схемы происходит периодический перезаряд конденсатора С через резистор R до значений сигнала ±βЕп. Условия переключения компаратора Uд = 0 выполняются периодически, в результате чего напряжение на выходе компаратора периодически изменяется от Еп+ до Еп- и обратно. В случае, когда |Еп+|=|Еп-|, длительность tи одного цикла переключения (длительность генерируемых импульсов) определяется соотношением

1 / 21 2 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке skhemotekhnika

#
09.02.20151.1 Mб27Лабораторная_работа_1p.doc
#
09.02.20155.1 Mб30Лабораторная_работа_1p.rtf
#
09.02.2015299.99 Кб29Лабораторная_работа_2.pdf
#
09.02.2015230.67 Кб26Лабораторная_работа_2_вн.pdf
#
09.02.201578.29 Кб18макет.pdf
#
09.02.2015376.82 Кб19ОУ.pdf