Казачковський_аппч2

Таблиця 6.2

Порівняння перетворювачів частоти

Перетворювачі частоти є дуже перспективними майже в усіх сферах застосування. За багатьма показниками той чи інший ПЧ кращий за реверсивний випрямляч. Подальший розвиток ПЧ стримується поки що недостатньою потужністю цілком керованих ключів, не завжди високим коефіцієнтом потужності, складністю та досить високою вартістю. Проте швидке здешевлення двоопераційних тиристорів та IGBT-транзисторів з урахуванням простоти, низької вартості та високої надійності двигунів змінного струму робить заміну електроприводів постійного струму на частотно-керовані електроприводи лише питанням часу.

Уже зараз у діапазоні малих потужностей ПЧ із ШІМ є більш економічними порівняно з випрямлячами. БПЧ із примусовою комутацією з їх унікальною можливістю керування коефіцієнтом потужності можуть стати перетворювачами майбутнього для електроприводів великої потужності, енергетичні показники яких часто визначають режим роботи живильної мережі. ПЧ використовують у таких системах електропривода, як частотно-керований електропривод з асинхронним, синхронним та вентильним двигуном, асинхронновентильні каскади, машина подвійного живлення.

271

У табл. 6.3 зведені раціональні сфери застосування електроприводів із ПЧ, в яких їхні переваги виявляються найбільш виразно.

БПЧ зі штучною комутацією зараз перебувають ще в стадії експериментальних робіт, тому їх сфера застосування з’ясована не остаточно.

Контрольні запитання

1.Зі скількох півхвиль вхідної напруги частотою 50 Гц повинна складатись півхвиля вихідної напруги трифазно-трифазного мостового БПЧ, щоб вихідна частота дорівнювала 10 Гц?

2.Чи можна в схемі рис. 6.3, якщо модуляція прямокутна, отримати вихідну частоту, вдвічі меншу вхідної?

3.Чому коефіцієнт потужності БПЧ із прямокутною модуляцією вищий, ніж із синусоїдальною?

4.До якої форми наближається вихідний струм БПЧ із синусоїдальною модуляцією зі зменшенням його вихідної частоти?

5.У чому переваги БПЧ перед інверторними ПЧ з амплітудною модуляцією?

272

6.Для чого кожна фаза навантаження БПЧ з’єднана з кожною фазою живильної мережі через зустрічно-паралельну пару ключів?

7.До складу якого БПЧ входить більше тиристорів: трифазно-трифазного нульового або однофазно-трифазного мостового?

8.Коли ЛПП перемикає керуючі сигнали з одного вентильного комплекту БПЧ на інший: у момент зміни знаку миттєвої вихідної напруги або миттєвого вихідного струму?

9.Чи можлива ситуація, коли один і той самий тиристор відкривається кілька разів протягом одного півперіоду вихідної напруги БПЧ із природною комутацією?

Відповіді:

1: з тринадцяти; 2: ні; 3: тому що за прямокутної модуляції середній за період вихідної напруги кут керування менший; 4: до синусоїди; 5: відсутні силові фільтри, більший ККД, краща форма вихідного струму, простота рекуперації; 6: щоб забезпечити можливість зміни знаку вихідних напруги та струму; 7: трифа- зно-трифазного нульового; 8: у момент зміни знаку миттєвого вихідного струму; 9: так (див. рис. 6.9).

Вправи

1.Накресліть часові діаграми вихідної напруги однофазно-однофазного мостового БПЧ із прямокутною модуляцією для випадку, коли вихідна частота дорівнює 10 Гц, а кут керування 60 (частота живильної мережі 50 Гц).

2.Накресліть схему трифазно-трифазного мостового БПЧ із потенціально відокремленими фазами навантаження.

3.Запишіть логічні рівняння, за допомогою яких можна з сигналів кільцевого розподільника рис. 3.26 сформувати сигнали ua , ua , ub , ub , uc , uc систе-

ми керування рис. 6.13. (Відповідь: ua Q1 ; ub Q3 ; uc Q2 ; ua ua ; ub ub ; uc uc ).

4. Запишіть логічні рівняння, за допомогою яких формують сигнали керування ключами VS9 та VS18 у схемі рис. 6.13. (Відповідь: uVS 9 uC ub uГЗІ ; uVS18 uC uc uГЗІ ).

Висновки

У результаті опрацювання даного розділу студент повинен:

знати:

силові схеми основних різновидів БПЧ з однофазним та трифазним виходом;

принцип дії та структуру систем керування БПЧ із природною комутацією;

принципи формування вихідної напруги БПЧ із примусовою комутацією;

сфери застосування БПЧ;

уміти:

розрахувати коефіцієнт потужності БПЧ;

вибрати силові ключі БПЧ.

273

РОЗДІЛ 7. ІМПУЛЬСНІ ДЖЕРЕЛА ЖИВЛЕННЯ

Навчальні цілі: вивчити схемотехніку DC-DC-перетворювачів, джерел безперебійного живлення та перетворювачів із м’якою комутацією

7.1. Імпульсні джерела живлення постійного струму

Імпульсні джерела живлення використовуються для живлення низьковольтних споживачів постійного струму, коли наявні первісні джерела не в змозі забезпечити їх живлення електроенергією з потрібними параметрами та якістю. Такі ситуації виникають найчастіше, коли первісними джерелами є некеровані джерела постійного струму (випрямляч, акумулятор, контактна мережа тощо), а споживачами – електронні вузли на інтегральних мікросхемах, які потребують звичайно кількох рівнів напруги з високими вимогами до її стабільності. Це характерно для пристроїв побутової електротехніки, радіотехніки та засобів зв’язку (від телевізорів та відеомагнітофонів до мобільних телефонів та відеокамер), автомобільної та авіаційної електроніки, електронних лічильників електроенергії, персональних комп’ютерів, засобів автоматизації, драйверів силових ключів.

Особливості сучасних імпульсних джерел живлення (ІДЖ):

використання ключових схем перетворення енергії (звичайно з ШІМ) на MOSFET та IGBT-транзисторах із високою частотою комутації (до 1 МГц у малопотужних ІДЖ);

наявність регулятора вихідної напруги з метою її стабілізації;

високий ККД, малі габарити та маса як наслідок високої частоти перемикань;

збільшена до 20…30 мс тривалість утримання напруги після раптової втрати живлення (причина – наявність конденсатора великої ємності);

наявність на ринку мікросхем, у яких реалізовані або ІДЖ у цілому (звісно, без силових фільтрів та трансформаторів), або лише системи керування силовими схемами таких джерел (драйвери).

Розрізняють ІДЖ із гальванічною розв’язкою первинних та вторинних кіл (звичайно трансформаторною), а також без розв’язки. Крім того, конфігурація силових схем ІДЖ залежить від співвідношення рівнів вхідної та вихідної напруги.

Міжнародна назва подібних перетворювачів – DC-DC перетворювачі (тобто перетворювачі постійного струму на постійний).

Якщо потрібна напруга менша від наявної (вхідної), а гальванічна розв’язка не потрібна, використовують схему послідовного переривника (чоппера), розглянуту в п. 2.1. Єдиною відміною буде вмикання паралельно з навантаженням конденсатора для згладжування пульсацій вихідної напруги.

Для отримання напруги, більшої від вхідної, широкого застосування в ІДЖ набула схема підвищувального переривника (рис. 2.9).

Слід зауважити, що в обох схемах (рис. 2.1 та рис. 2.9) вхідна та вихідна напруги мають спільну точку та однакову полярність відносно неї. Іноді для живлення мікросхем потрібна напруга обох полярностей. Цю проблему здатна вирішити схема, зображена на рис. 7.1.

274

275

моходових енергія від джерела постійного струму передається до виходу на інтервалі відкритого стану транзистора, у зворотноходових – на інтервалі його закритого стану.

Трансформатор у прямоходовій схемі (рис. 7.4,а) має дві вторинних обмотки: основну (від якої живиться навантаження) і додаткову (розрядну), призначену для запобігання перенапруг після закривання ключа. Основних вторинних обмоток може бути декілька, якщо потрібно отримати кілька джерел постійного струму з різними рівнями та знаками напруги.

Рис. 7.4. Однотактні DC-DC перетворювачі з ланкою змінного струму (а – прямоходовий; б – зворотноходовий)

Рис. 7.5. Процеси в однотактних перетворювачах із ланкою змінного струму

Коли транзистор відкритий, струм від джерела постійної напруги протікає через первинну обмотку та ключ ( i1 на рис. 7.4). Похідна первинного стру-

му (за умови нехтування активним опором обмоток) визначається лише вхідною напругою та індуктивністю первинної обмотки:

di1 Uвх .

dt L1

Тому струм змінюється практично лінійно. На цьому інтервалі в основній вторинній обмотці наводиться ЕРС

276

e2 M di1 M Uвх dt L1

та протікає струм i2 через діод VD1 та навантаження.

Після закривання транзистора струм у первинній обмотці швидко знижується. Завдяки цьому у допоміжній вторинній наводиться ЕРС, яка викликає струм (i3 ), що протікає діодом VD2 та джерелом вхідної напруги. Таким чином енергія,

накопичена в електромагнітному полі трансформатора, розряджається, і перенапруги у первинній обмотці та на закритому транзисторі не виникають. Напруга до навантаження прикладається лише на інтервалі, коли відкритий транзистор. Змінюючи тривалість цього інтервалу, можна змінювати і середнє значення вихідної напруги. Недоліком прямоходових схем є ускладнена конструкція трансформатора.

Спростити трансформатор можна, якщо передавати енергію від входу до навантаження на інтервалі закритого стану ключа. У зворотноходовій схемі рис. 7.4,б після відкриття транзистора збільшення струму у первинній обмотці наводить ЕРС у вторинній обмотці з полярністю, вказаною на схемі (фазування вторинної обмотки зворотне порівняно з прямоходовою схемою). Діод закритий і енергія, накопичуючись у вигляді магнітного поля, до виходу не передається. Лише після закриття транзистора, коли первинний струм швидко знижується,

ки; f – частота перемикання ключа, Гц; k – коефіцієнт трансформації трансформатора.

Звідси видно, що вихідні струм та напруга будуть максимальними, коли=0,5. Обидві однотактні схеми рис. 7.4 мають спільний недолік: магнітний потік трансформатора внаслідок однополярного струму в обмотках має постійну складову, яка призводить до насичення магнітопроводу та погіршення масогабаритних показників. За потужностей, більших 200 Вт, або жорстких вимогах до габаритів використовують двотактні схеми, в яких енергія передається до виходу на обох півперіодах. Усі вони відносяться до прямоходових. Ключові перетворювачі в них є фактично автономними інверторами напруги.

Одна з них (т.з. пушпульна) зображена на рис. 7.6. Транзистори VT1 та VT2 утворюють перетворювач постійної напруги на змінну, діоди VD3 та VD4 –

277

двопівперіодний випрямляч із нульовою точкою. Транзистори працюють у протифазі. Тривалість t1 відкритого стану транзисторів (рис. 7.7) менша від поло-

вини періоду Т. Коли відкритий VT1, струм від джерела вхідної напруги тече верхньою первинною півобмоткою, як зазначено на рис. 7.6,а.

Унаслідок цього у верхній вторинній півобмотці наводиться ЕРС e , яка

2

через діод VD3 прикладається до навантаження. На наступному півперіоді відк-

ритий транзистор VT2, і струм i , який протікає нижньою первинною обмот-

1

кою, індукує ЕРС e , яка через діод VD4 прикладається до навантаження. У ре-

2

зультаті на навантаженні завжди присутня напруга від однієї з півобмоток трансформатора (рис. 7.7.). Зворотні діоди VD1 та VD2 запобігають перенапругам після закриття транзисторів. Так, після закриття VT1 енергія, накопичена в еле-

півобмотках електрорушійну силу e2 , яка по черзі відкриває діоди вихідного

випрямляча.

На відміну від попередньої схеми, вихідна напруга

U вих kUвх ,

оскільки до первинної обмотки прикладається на вся вхідна напруга, а лише її половина.

Подібні схеми використовують за потужності 200…700 Вт.

Мостовий перетворювач (рис. 7.9) відрізняється тим, що завдяки наявності чотирьох транзисторів до первинної обмотки прикладається повна вхідна напруга. Тому вихідна напруга U вих 2 kUвх . Конденсатор С1 запобігає появі

постійної складової первинного струму та насиченню осердя трансформатора, які можуть виникнути внаслідок несиметрії перемикання діагоналей моста.

278

У низьковольтних (до кількох вольтів) DC-DC перетворювачах спад напруги у відкритому діоді (0,4…1 В) можна порівняти з вихідною напругою. Це призводить до зростання втрат і тепловиділення та зменшення ККД схеми. Тому в подібних випадках замість діодів використовують транзистори (біполярні та польові). Приклад схеми знижувального переривника з допоміжним (синхронним) транзистором VT2 наведений на рис. 7.10.