- •Введение
- •1. Особенности СВП как объекта управления
- •2. Математическая модель движения судна на воздушной подушке
- •2.1. Уравнения бокового движения СВП. Нелинейная модель
- •2.2. Упрощенные уравнения движения СВП
- •2.3. Моделирование рулевого привода
- •3. Анализ нелинейной модели движения СВП
- •3.1. Определение области устойчивых установившихся режимов
- •3.2. Определение области притяжения балансировочного режима
- •3.3. Оценка эффективности средств управления УО
- •3.4. Анализ нелинейной модели движения СВП
- •4. Исследование оптимального закона стабилизации бокового отклонения СВП
- •4.1. Основные положения теории синтеза
- •4.2. Синтез оптимального закона стабилизации бокового отклонения СВП
- •4.3. Синтез закона управления СВП по заданным собственным частотам
- •5. Исследование системы стабилизации бокового отклонения СВП
- •5.1. Расчет и анализ частотных характеристик
- •5.2. Расчет и анализ переходных характеристик
- •6. Содержание пояснительной записки
Наличие интегрирующей обратной связи ухудшает устойчивость замкнутой системы управления. Таким образом, необходимо найти оптимальный закон управления для моделей (4.7) и (4.8).
Для приведения уравнений объекта управления (4.7) к виду (4.2) используются следующие обозначения: x(t) = ϕ(t),ω(t),β(t), zg (t) т, y (t) = x(t); тогда матрицы, входящие в (4.2), примут следующий вид:
|
0 |
1 |
0 |
0 |
|
|
0 |
|
|
|
0 |
a |
a |
0 |
; |
b |
|
; C = I , |
|
A = |
0 |
22 |
23 |
|
B = |
21 |
|
||
|
1 |
a33 0 |
|
b31 |
|
|
|||
a |
0 |
a |
0 |
|
|
0 |
|
|
|
|
41 |
|
43 |
|
|
|
|
|
|
где I – единичная матрица. Из выражения (4.1) видно, что матрицу C можно не учитывать. Аналогичным образом можно привести уравнения объекта
(4.8) к виду (4.2).
Значения коэффициентов матриц состояния A и управления B системы уравнений (4.2) приведены в табл. 2.1. Значение коэффициента a23 опреде-
ляется при выполнении расчетов балансировочных режимов судна.
При решении задач синтеза оптимальной системы стабилизации судна следует использовать весовые матрицы следующего вида:
λϕ |
0 |
0 |
|
0 |
|
|
|
|
0 |
λω |
0 |
|
0 |
|
|
|
|
|
; Λu = λδ. |
||||
Λx = |
0 |
0 |
λβ |
|
0 |
|
|
|
0 |
0 |
0 |
λ |
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
zg |
|
4.3.Синтез закона управления СВП по заданным собственным частотам
Вслучае, когда к системе стабилизации предъявляются требования по качеству динамики переходного процесса, удобно использовать метод синтеза регулятора по собственным частотам. Пусть математическая модель имеет вид (4.2), а искомый регулятор состояния – (4.3).
Динамика замкнутой системы описывается уравнением
x(t) = Acx(t) =(A − BK )x(t)
и определяется собственными частотами матрицы Ac или корнями характеристического полинома
D(s) = det[sI −(A − BK )]= sn + dn−1(K )sn−1 + + d1(K )s + d0 (K ).
24
Коэффициенты характеристического полинома очевидным образом зависят от вектора коэффициентов регулятора K .
Если требуемое качество динамики задается в виде совокупности собственных частот s01, s02, , s0n , то можно записать желаемый характеристический полином замкнутой системы:
D* (s) =(s − s |
)(s − s |
) (s − s |
)= sn + d* sn−1 + + d*s + d*. |
||
01 |
02 |
0n |
n−1 |
1 |
0 |
Таким образом, |
задача синтеза регулятора по |
собственным частотам |
сводится к решению системы линейных алгебраических уравнений, полученных приравниванием коэффициентов желаемого и рассчитываемого характеристических полиномов при одинаковых степенях:
d0 (K ) = d0*, |
|
|||
|
|
(K ) = d*, |
|
|
d |
|
(4.9) |
||
1 |
|
1 |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
(K ) = d* . |
|
d |
n−1 |
|||
|
|
n−1 |
Для скалярного управления система уравнений (4.9) всегда имеет единственное решение, если пара матриц (A, B) управляема. Однако следует за-
метить, что если заданные собственные частоты имеют высокий порядок кратности, то система уравнений становится плохо обусловленной, что приводит к значительным вычислительным трудностям и погрешностям.
Если управляемый объект имеет несколько каналов управления, то система (4.9) будет иметь в m раз больше неизвестных, чем уравнений (m – количество каналов управления). В этом случае задача имеет бесконечное множество решений, в связи с чем применение синтеза по собственным частотам затруднительно.
Постановка задачи синтеза по заданным собственным частотам предполагает выбор вида и корней желаемого характеристического полинома. Для этой цели удобно использовать стандартные характеристические полиномы, имеющие общую форму и разные корни, нормированные по одной (базовой) частоте s0 . Применяются следующие формы стандартных полиномов:
биномиальный полином – Dn (s)=(s + s0 )n ;
полиномы Баттерворта – Dn (s) = n∏2(s2 + 2ζis0 p + s02 ); ζi =sin(π2n).
i=1
25