Вопросы для самопроверки

1. Что является основой конструкции любого магнитного усилителя?

2. Какие магнитные усилители наиболее целесообразно применять для питания обмоток электродвигателей?

3. Какие качества характерны для магнитных усилителей с самонасыщением по сравнению с другими типами усилителей?

4. На изменении какого параметра рабочей обмотки магнитного усилителя основан принцип регулирования напряжения на нагрузке усилителя?

5. Что такое рабочий полупериод работы магнитного усилителя с самонасыщением?

6. Что такое управляющий полупериод работы магнитного усилителя с самонасыщением?

7. Как изменяется среднее значение напряжения на нагрузке при увеличении магнитной индукции сердечника в управляющий полупериод?

8. Сколько сердечников должен иметь однофазный двухполупериодный магнитный усилитель с самонасыщением?

9. С какой целью в магнитных усилителях с самонасыщением используется обмотка смещения?

10. Для чего нужен комплект диодов в двухполупериодном магнитном усилителе с выходом на постоянном токе?

11. Что обычно принимают в качестве входной координаты магнитного усилителя?

12. Что обычно принимают в качестве выходной координаты магнитного усилителя?

13. Может ли реальный магнитный усилитель не иметь остаточного выходного напряжения?

14. Чем обусловлена нелинейность внешних характеристик магнитного усилителя с выходом на постоянном токе в зоне малых токов нагрузки?

15. Какой вид имеет формула передаточной функции магнитного усилителя с самонасыщением для случая, когда в качестве входной координаты используется напряжение на одной из обмоток управления, в качестве выходной координаты среднее значение напряжения на нагрузке, а к остальным обмоткам управления источники управляющих напряжений не подключены?

16. Каким параметром питающей сети определяется время чистого запаздывания при отработке сигнала управления магнитным усилителем с самонасыщением?

17. Что происходит с эквивалентной электромагнитной постоянной времени любой из обмоток управления магнитного усилителя с самонасыщением в случае, если кроме нее источники управляющих напряжений подключены и к другим обмоткам управления усилителя?

18. Отношением каких параметров определяется электромагнитная постоянная времени цепи любой обмотки управления магнитного усилителя?

19. В чем основные преимущества трехфазных магнитных усилителей по сравнению с однофазными?

20. Для питания каких цепей электродвигателей могут использоваться реверсивные магнитные усилители с выходом на постоянном токе?

21. Из какого количества нереверсивных магнитных усилителей состоит один реверсивный магнитный усилитель?

22. В чем основной недостаток реверсивных магнитных усилителей с балластными сопротивлениями?

2.4. Управляемые выпрямители

В настоящее время управляемые выпрямители находят весьма широкое применение в систе­мах электропривода постоянного тока. Это связано с тем, что в качестве первичного источника питания электроприводов постоянного тока обычно используется промышленная сеть переменного тока.

В большинстве современных управляемых выпрямителей для при­вода в качестве силовых вентилей используются обычные тиристоры. Для того чтобы такой тиристор открылся и начал проводить ток, необходимо, чтобы потенциал его анода был выше потенциала катода и на управляющий электрод было подано отпирающее напряжение. Если к моменту снятия с управляющего электрода отпирающего напряжения его анодный ток успеет достигнуть некоторого малого значения, называемого током включения, тиристор останется открытым. Запереть такой тиристор по цепи управляющего электрода невозможно. Для того чтобы тиристор заперся, необходимо любым способом снизить его анодный ток до малого значения, равного примерно току включения. Для п итания цепей двигателей в основном применяют выпрямители с естественной коммутацией вентилей. В таких выпрямителях запирание тиристора происходит под действием приложенного к тиристору напряжения питающей сети. Управляемые выпрямители с естественной коммутацией (другое название таких устройств - тиристорные преобразователи переменного тока в постоянный) могут работать в выпрямительном режиме и в режиме ведомого сетью инвертора. В выпрямительном режиме работы энергия из питающей сети переменного тока преобразуется в энергию постоянного тока, которая потребляется нагрузкой, включенной в цепь выпрямленного тока преобразователя. В инверторном режиме работы энергия от источника постоянного напряжения (или тока), включенного в цепь выпрямленного тока преобразователя, преобразуется в энергию переменного тока частоты питающей сети и отдается в питающую сеть. Причем, как в выпрямительном, так и в инверторном режимах значение преобразуемой энергии может плавно изменяться благодаря возможности плавного регулирования среднего выпрямленного напряжения на выходе преобразователя. Более подробно работа управляемых выпрямителей и электромагнитные процессы, протекающие в их схемах, рассмотрены в /3/.

Т иристорные преобразователи (ТП) обладают рядом досто­инств:

1) высоким КПД, обусловленным незначительным па­дением напряжения на тиристоре (менее 1 В);

2) незначительной инерционностью, обусловленной фильтрами в цепях управления и неуправляемостью тиристоров в течение интервала проводимости (10 - 20 мс);

3) высокой надежностью при использовании быстро­действующей защиты и модульно-блочном исполнении ТП.

К недостаткам ТП следует отнести:

1) низкий коэффициент мощности при глубоком ре­гулировании выпрямленного напряжения;

2) искажения питающего напряжения, вносимые ра­ботой ТП;

3) повышенный уровень излучаемых радио-помех.

Для получения максимальной однозначности характеристик управления ТП все внутренние сопротивления его силовой части удобно выносить в цепь тока его нагрузки. С учетом этого на рис. 2.10 представлена функциональная схема ТП.

Входной координатой ТП является напряжение управле­ния U_у, выходной координатой - выпрямленная ЭДС, определяемая как средняя на интервале прово-димости величина E_d в установившемся режиме и как мгновенная величина e_d в переходных процессах.

Входной блок Б1 преобразует величину напряжения управления U_у в угол открывания тиристоров , а выходной блок Б2 преобразует величину  в ЭДС ТП.

Технически блок Б1 представляет собой систему импульсно-фазового управ­ления (СИФУ), а блок Б2 - вентильный комплект ВК.

Конструктивно вентильный комплект представляет собой комплект тиристоров, соединенный в определенную схему выпрямления, предназначенную для получения на нагрузке ТП выпрямленного тока определен­ного направления. Если ТП реверсивный и должен обеспечивать возможность протекания в нагрузке выпрямленного тока в двух направлениях, то в блоке Б2 должно быть два ВК, соединенных в одну из существующих реверсивных схем выпрямления. При этом один из ВК предназначен для создания в нагрузке тока с условным направлением "Вперед", а другой - для создания тока с условным направлением "Назад". ВК для любого из направлений тока нагрузки могут выполняться на основе нулевых или мостовых схем выпрямления, некоторые из которых приведены на рис. 2.12 - 2.15.

С помощью СИФУ производится формирование управляющих импульсов и распределение их по управляющим электродам тиристоров ВК. Сдвиг по фазе этих импульсов по отношению к фазе соответствующего входного переменного напряжения, приложенного к тиристору, задается требуемым углом отпирания тиристора  .

Кривая мгновенной выпрямленной ЭДС e_d на выходе ТП при любом угле  формируется из циклически повторяющихся участков синусоид входных переменных ЭДС и имеет на протяжении периода напряжения питающей сети несколько пульсов. Число этих пульсов на протяжении периода сети называется пульсностью ТП или фазностью выпрямления и обозначается p. При описании процессов в ТП также используется параметр m₁ - общее число фаз первичной обмотки трансформатора (число фаз питающей сети) и параметр m₂ - общее число фаз вторичной обмотки трансформатора. Любая силовая схема ТП при анализе режимов в цепи выпрямленного тока может рассматриваться в виде расчетной нулевой схемы с пульсностью p.

Выпрямленный мгновенный ток нагрузки i_d может быть непрерывным или прерывистым. Работа ТП в режимах прерывистого или непрерывного тока нагрузки определяется соотношением параметров цепи нагрузки и величиной угла . На выходную координа­ту ТП оказывает влияние возмущающее воздействие - средний ток нагрузки I_d, который через функциональный блок нагрузки БН поступает на вход Б2. Влияние выпрямленного тока I_d на выпрямленную ЭДС E_d сказывается только в режиме прерывистых токов нагрузки. В правильно спроектированном электроприводе зона прерывистых токов нагрузки незначительна, она наблюдается только при токах I_d менее 2-3 % от номинального тока ТП. Поэтому при большинстве инженерных расчетов ток нагрузки ТП можно считать всегда непрерывным и блок БН можно исключить из функциональной схемы. В дальнейшем будут рассматриваться характеристики ТП только в непрерывном режиме тока нагрузки.

Принцип формирования кривой выпрямленной ЭДС e_d и регулирования ее среднего значения E_d в p-пульсной схеме поясняется рис. 2.11. На рис. 2.11, а выделены точки естественной коммутации тиристоров, от которых отсчитывается угол отпирания , символами e₂ и  обозначены мгновенные значения ЭДС на входе ВК и их угловая частота, символом t обозначено текущее время.

В режиме непрерывного тока нагрузки ЭДС e_d является только функцией угла открывания  и ее среднее значение в соответствии с рис. 2.11, в рассчитывается по формуле

(2.9)

Максимальное среднее значение выпрямленной ЭДС определяется для любых p-пульсных схем выпрямления

E_do = E_m(p/)sin(/p), (2.10)

г де p - пульсность выпрямления силовой схемы; E_m - амплитудное значение мгновенной выпрямленной ЭДС, равное в обычных нулевых схемах (рис. 2.12 а, б; 2,13, а)

, (2.11)

в мостовых схемах (рис. 2.14, а, 2.15)

, (2.12)

а в двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором (рис. 2.12, в)

, (2.13)

где E_2ф, E₂ - действующее значение фазного или линейного напряжения на входе ВК.

Формула (2.9) описывает график регулировочной характеристики преобразователя при непрерывном токе нагрузки или характеристику управления его вентильного комплекта. Эта характеристика - отрезок косинусоиды, изменяющийся от E_dо до - E_do при изменении угла  от 0^о до 180^о. Диапазон углов  менее 90^о, при которых выпрямленная ЭДС E_d положительна, соответствует выпрямительному режиму работы ТП, а диапазон углов  более 90^о, при которых выпрямленная ЭДС E_d отрицательна, соответствует инверторному режиму работы ТП. Необходимо помнить, что в выпрямительном и инверторном режимах работы ТП знак тока нагрузки I_d не изменяется, а знак мощности на входе ТП изменяется благодаря изменению знака E_d.

С

Рисунок 2.12 - Силовые схемы выпрямителей: а - трехфазная нулевая; б - шестифазная нулевая; в - двойная трехфазная нулевая с уравнительным

реактором.

иловые схемы нереверсивных выпрямителей. Широко применяются мостовые и нулевые схемы включения вентильных комплектов выпрямителей, которые могут питаться от трехфазной или однофазной сети переменного тока.

В электроприводах нашли применение силовые схемы ТП, выполненные на основе мостовых или нулевых схем выпрямления, а также на основе последовательного или параллельного соединения этих схем по цепи выпрямленного тока. Схемы могут питаться от трехфазной или однофазной сети переменного тока. Схемы трехфазных нулевых ТП приведены на рис. 2.12, схема трехфазного мостового ТП приведена на рис. 2.13, а схемы однофазных ТП на рис. 2.14 и 2.15.

На рис. 2.12 – 2.15 приняты обозначения: А, В, С - фазы питающей сети переменного тока; a, b, c, x, y, z - фазы вторичных обмоток трансформатора; VS - тиристоры; z_н - нагрузка. На рис. 2.15 показана только вторичная обмотка трансформатора.

Трехфазная нулевая схема, приведенная на рис. 2.12, а, имеет p=3, m₂=3, m₁=3; шестифазная нулевая схема и двойная трехфазная нулевая с уравнительным реактором (рис. 2.12 б, в) имеют p=6, m₂=6, m₁=3. Однофазная нулевая (рис. 2.13, а) имеет p=2, m₂=2, m₁=1, однофазная мостовая (рис. 2.14, а) имеет p=2, m₂=1, m₁=1, трехфазная мостовая (рис. 2.15) имеет p=6, m₂=3, m₁=3.

При анализе работы силовых схем двойную трехфазную нулевую схему с уравнительным реактором можно рассматривать как две трехфазные нулевые, включенные параллельно на общую нагрузку, однофазную мостовую схему рассматривать как две однофазные нулевые, включенные последовательно с общей нагрузкой, а трехфазную мостовую - как две трехфазные нулевые, включенные последовательно с общей нагрузкой.

Основные параметры и особенности силовых схем выпрямителей. С учетом соотношений (2.10) – (2.13) могут быть найдены значения максимальной средней выпрямленной ЭДС E_do для различных схем выпрямления. Значение E_do в трехфазной нулевой схеме и в двойной трехфазной нулевой с уравнительным реактором

E_do=1,17E_2ф, (2.14 )

в трехфазной мостовой

E_do=2,34E_2ф, (2.15)

в шестифазной нулевой -

E_do=1,35E_2ф, (2.16)

в однофазной нулевой и в однофазной мостовой -

E_do=0,9E_2ф, (2.17)

Для большинства инженерных расчетов режимов электроприводов допустимо пренебрегать пульсациями выпрямленного тока и считать, что мгновенный выпрямленный ток идеально сглажен и равен i_d = I_d. При этом фазные входные токи вентильных комплектов состоят из прямоугольников с амплитудой I_d для обычных нулевых и мостовых схем, а для двойной трехфазной нулевой схемы с уравнительным реактором из прямоугольников с амплитудой I_d /2. В обычных нулевых схемах (рис. 2.12, а, б; 2.13, а) на протяжении периода сети, равного 2, расположен один прямоугольник фазного тока длительностью 2/p, в трехфазной мостовой схеме (рис. 2.15) - два прямоугольника общей длительностью 4/3, в двойной трехфазной нулевой с уравнительным реактором (рис. 2.12, в) - один прямоугольник длительностью 2/3, а в однофазной мостовой схеме (рис. 2.14, а) - два прямоугольника общей длительностью 4/2. Действующее значение фазного тока на входе ВК обычных нулевых ТП будет равно

, (2.18)

на входе любого из ВК в двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором равно

, (2.19)

на входе ВК трехфазной мостовой схемы равно

, (2.20)

на входе ВК однофазной мостовой схемы равно

. (2.21)

Соотношение между ЭДС обмоток трансформатора определяется его коэффициентом трансформации

k_тр = E_1ф/ E_2ф. (2.22)

Форма и величина фазных токов первичных обмоток трансформатора в общем случае может отличаться от формы и величины, но в токах первичных обмоток всегда будет отсутствовать постоянная составляющая, даже если она присутствует в токах вторичных обмоток. Для трехфазных и однофазных мостовых схем, где форма фазных токов всех обмоток трансформатора одинакова, фазный ток первичной обмотки

I_1ф=I_2ф/k_тр. (2.23)

В нулевых схемах, где форма фазных токов первичных и вторичных обмоток трансформатора различна, для трехфазной нулевой схемы имеем

I_1ф=0,81I_2ф/k_тр, (2.24)

для шестифазной нулевой схемы и однофазной нулевой -

I_1ф=1,414I_2ф/k_тр, (2.25)

для двойной трехфазной нулевой схемы с уравнительным реактором -

I_1ф=1,396I_2ф/k_тр. (2.26)

Среднее значение тока вентиля в двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором равно

I_vс = 0,5I_d/3, (2.27)

а в обычных нулевых и мостовых схемах равно

I_vс = I_d/p. (2.28)

Максимальное напряжение на вентилях любых схем выпрямителей всегда равно

. (2.29)

Используя выражения (2.14) – (2.17) для любых схем выпрямления, можно выразить ЭДС E₂ через E_do и, подставив выраженную таким образом E₂ в выражение (2.29), определить максимальные напряжения на вентилях этих схем. Максимальное напряжение на вентилях трехфазной нулевой схемы и двойной трехфазной нулевой схемы с уравнительным реактором будет

U_vm = 2,1E_do, (2.30)

трехфазной мостовой и шестифазной нулевой -

U_vm = 1,05E_do, (2.31)

однофазной нулевой

U_vm = 3,14E_do, (2.32)

однофазной мостовой

U_vm = 1,57E_dо. (2.33)

Важной характеристикой, определяющей массогабаритные показатели трансформаторных ТП, является типовая мощность трансформатора, которая находится как

S_т = (S₁ + S₂)/2, (2.34)

где S₁=m₁I_1фE_1ф - мощность первичных обмоток; S₂=m₂I_2фE_2ф­. В мостовых схемах всегда S_т = S₁ = S₂. Для любой из силовых схем, учитывая (2.14) – (2.17), (2.22), можно выразить E_2ф и E_1ф через E_do, а учитывая (2.18) – (2.26), выразить токи I_1ф и I_2ф через выпрямленный ток I_d. Подставляя найденные таким образом E_2ф, E_1ф, I_1ф, I_2ф в (2.34), определим S_т для различных схем выпрямления. Мощность трансформатора трехфазной нулевой схемы будет равна

S_т =1,35E_doI_d , (2.35)

трехфазной мостовой

S_т =1,045E_doI_d, (2.36)

шестифазной нулевой

S_т =1,55E_doI_d, (2.37)

двойной трехфазной с уравнительным реактором

S_т =1,26E_doI_d, (2.38)

однофазной нулевой

S_т =1,34E_doI_d, (2.39)

однофазной мостовой

S_т =1,23E_doI_d. (2.40)

В реальных схемах ТП, в любых режимах, кроме режима холостого хода, из-за наличия индуктивного сопротивления рассеяния фаз питающей сети в процессе коммутации (переключения) вентилей ток выходящего из работы вентиля не может мгновенно снизиться от величины I_d до нуля, а ток входящего в работу вентиля соответственно не может мгновенно возрасти от нуля до I_d, в связи с чем существуют циклически повторяющиеся интервалы, на которых одновременно проводят ток два коммутирующих вентиля, которые называются интервалами коммутации или интервалами перекрытия и обозначаются  . На этих интервалах фазы преобразователя оказываются закороченными коммутирующими вентилями. Мгновенные значения выпрямленного напряжения u_d на интервалах коммутации уменьшаются за счет падения напряжения на сопротивлениях фазы, что приведет и к уменьшению среднего значения напряжения U_d на выходе ТП. Напряжение u_d на интервалах  будет определяться алгебраической полусуммой мгновенных ЭДС фаз с коммутирующими вентилями. Процесс коммутации вентилей поясняется рис. 2.16 на примере трехфазной нулевой схемы. На этом рисунке приняты обозначения: e_2a, e_2b, e_2c - мгновенные значения фазных ЭДС на входе вентильного комплекта; i - мгновенные значения фазных входных токов и токов вентилей; i_2a - ток фазы а; i₁- ток вентиля в фазе а; i_2b - ток фазы b; i₂ - ток вентиля в фазе b; i_2c - ток фазы c; i₃ - ток вентиля в фазе c. Остальные обозначения были уже рассмотрены раньше.

Длительность интервалов , а значит и потери среднего значения выходного напряжения пропорциональны среднему выходному току I_d. Для учета коммутационных потерь среднего выходного напряжения в состав внутреннего сопротивления ТП вводится фиктивное расчетное сопротивление коммутации R_ , которое определяется на основании следующих рассуждений. Среднее значение выпрямленного напряжения снижается на величину, пропорциональную заштрихованной площади на рис. 2.16. Это уменьшение выпрямленного напряжения за счет перекрытия при пренебрежении относительно малым активным сопротивлением фазы определяется выражением

, (2.41)

где i_нач, i_кон -начальное и конечное значения входного фазного тока в процессе коммутации; x_ф - результирующее индуктивное сопротивление рассеяния фазы преобразователя (фазы трансформатора), приведенное к цепи выпрямленного тока.

В простых нулевых схемах и трехфазной мостовой схеме i_нач = 0, а i_кон = I_d. С учетом (2.41) для трехфазной нулевой схемы с p = 3 имеем

, , (2.42)

для шестифазной нулевой схемы и трехфазной мостовой с p = 6 имеем

, , (2.43)

для однофазной нулевой схемы с p = 2 имеем

, . (2.44)

В однофазной мостовой схеме i_нач = -I_d, а i_кон = I_d. С учетом (2.41) для однофазной нулевой схемы с p = 2 имеем

, . (2.45)

В двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором с p = 6, где трехфазные нулевые схемы выпрямления работают параллельно на общую нагрузку, i_нач = 0, i_кон = I_d/2, а входящее в формулу (2.41) значение сопротивления x_ф должно быть уменьшено вдвое. С учетом вышесказанного для этой схемы имеем

, . (2.46)

Внутреннее сопротивление ТП, приведенное к цепи нагрузки, определяется как сумма

R_dп = R_ + R_ип + R_в, (2.47)

где R_ип - результирующее активное сопротивление источника питания (трансформатора), содержащееся в цепи выпрямленного тока и приведенное к этой цепи; R_в - расчетное активное сопротивление вентилей, определяемое по параметрам их вольтамперной характеристики. Внутреннее сопротивление различных схем определяется с учетом соотношений (2.42) – (2.47). Внутреннее сопротивление трехфазной нулевой схемы, где ток нагрузки течет через один вентиль и одну фазу преобразователя, равно

R_dп = 3x_ф /(2) + R_ф + U_в/I_dн, (2.48)

где R_ф - результирующее активное сопротивление фазы трансформатора, приведенное к цепи выпрямленного тока; 0,5 - 1 В - падение напряжения на одном вентиле при номинальном токе нагрузки, равном I_dн.

Внутреннее сопротивление трехфазной мостовой схемы, где ток нагрузки протекает через два вентиля и две фазы преобразователя,

R_dп = 3x_ф /() + 2R_ф + 2U_в/I_dн. (2.49)

Внутреннее сопротивление шестифазной нулевой схемы, где ток нагрузки течет через один вентиль и одну фазу преобразователя,

R_dп = 3x_ф /() + R_ф + U_в/I_dн. (2.50)

Внутреннее сопротивление однофазной нулевой схемы, где ток нагрузки течет через один вентиль и одну фазу преобразователя,

R_dп = x_ф /() + R_ф + U_в/I_dн. (2.51)

Внутреннее сопротивление однофазной мостовой схемы, где ток нагрузки протекает через два вентиля и одну фазу преобразователя,

R_dп = 2x_ф /() + R_ф + 2U_в/I_dн. (2.52)

Внутреннее сопротивление двойной трехфазной схемы с уравнительным реактором, где схемы выпрямления работают параллельно на общую нагрузку, равно

R_dп = 3x_ф /(4) + R_ф/2 + U_в /I_dн. (2.53)

Частота основной гармоники пульсаций выпрямленной ЭДС e_d в любых схемах выпрямления равна произведению f_сp, где f_с - частота ЭДС питающей сети.

На основании приведенных выше расчетных соотношений (2.14) - (2.21), (2.23) -(2.28), (2.30) - (2.33), (2.35) - (2.40), (2.42) - (2.46), (2.48) - (2.53) составлена табл. 2.1, в которую сведены основные расчетные коэффициенты и расчетные формулы для наиболее часто используемых силовых схем выпрямителей. Из табл. 21 следует, что из приведенных на рис. 2.12 трехфазных нулевых схем наиболее простой является обычная трехфазная нулевая схема (см. рис. 2.12, а), имеющая меньшее число вентилей и двухобмоточный трехфазный трансформа­тор. Однако эта схема имеет наибольший уровень пуль­саций в выпрямленной ЭДС небольшую их частоту, равную 3f_с. В этой схеме выпрямленный ток на­грузки, протекая через трансформатор, вызывает его дополнительное подмагничивание. В связи с этим транс­форматор должен выбираться с некоторым запасом по сечению магнитопровода. Завышенные габариты транс­форматора относительно полезной нагрузки обусловли­вают целесообразность применения этой схемы для элек­тропривода относительно небольшой мощности (1 - 10 кВт).

Таблица 2.1

Расчетные параметры схем выпрямителей

Схема выпрямителя							p	Rdп, Ом
Однофазная нулевая	1,110	0,707	1,000	1,340	3,14	0,50	2	xф /() + Rф + Uв/Idн
Трехфазная нулевая	0,855	0,580	0,470	1,350	2,10	0,33	3	3xф /(2) + Rф + Uв/Idн
Трехфазная мостовая	0,427	0,817	0,817	1,045	1,05	0,33	6	3xф /()+ 2Rф + Uв/Idн
Шестифазная нулевая	0,741	0,410	0,580	1,550	1,05	0,17	6	3xф /() + Rф + Uв/Idн
Двойная трехфазная нулевая с уравнительным реактором	0,855	0,290	0,405	1,260	2,10	0,17	6	3xф/(4)+ Rф/2 + Uв/Idн
Однофазная мостовая	1,110	1,000	1,000	1,230	1,57	0,50	2	2xф /() + Rф + 2Uв/Idн

В двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором (см. рис. 2.12, в) комплекты из вентилей VS1, VS3, VS5 и VS4, VS6, VS2 работа­ют параллельно и внутреннее сопротивление ТП будет наименьшим. Уравнительный реактор L исключает коммутацию вентилей с одного комплекта (VS1, VS3, VS5) на вентили другого комплекта (VS2, VS4, VS6) и делает ра­боту каждого комплекта независимой. Схема исключает подмагничивание трансформатора током нагрузки, так как направ­ления магнитодвижущих сил двух обмоток на одном стержне трансфор­матора противоположны. По пульсациям в выпрямленной ЭДС данную схему можно рассматривать как услов­но-шестифазную (частота пульсации выпрямленной ЭДС составляет 6f_c, а амплитуда пульсаций примерно вдвое меньше, чем в трехфазной нулевой схеме). Наименьшая типовая мощность трансформа­тора среди нулевых схем, наибольший ток нагрузки относительно токов вентиля и трансформатора и наименьшее внутреннее сопротивление делают эту схему целесооб­разной для ТП большой мощности с большими токами нагрузки и особенно при низких значениях номинального выпрямленного напряжения. Недостатком схемы является наличие допол­нительного элемента - уравнительного реактора.

Для шестифазной нулевой схемы (см. рис. 2.12, б) с частотой пульсаций выпрямленной ЭДС, равной 6f_с, не требуется уравнительного реактора, однако в этой схеме необходима наибольшая типовая мощность трансформатора. Схема практически работоспособна только при соединении первичной обмотки трансформатора в треугольник. При соединении звез­да - шестифазная звезда возникает сильное однофазное подмагничивание всех трех стержней трансформатора, что делает данную схему практически непригодной. Повышенные значения типовой мощности трансформатора ограничивают целесообразность применения шестифаз­ной схемы в ТП небольшой мощности (1 - 5 кВт).

Однофазная нулевая схема (см. рис. 2.13, а) имеет большие пульсации выпрямленной ЭДС при их небольшой частоте, равной 2f_с, большое значение максимального напряжения на вентилях и достаточно большую типовую мощность трансформатора. Однофазная мостовая схема имеет пульсации выпрямленной ЭДС такой же частоты и амплитуды, что и однофазная нулевая, но максимальное напряжение на вентилях вдвое меньше, чем в однофазной нулевой, меньше также и типовая мощность трансформатора. Большие низкочастотные пульсации выпрямленной ЭДС и относительно небольшие мощности однофазных сетей ограничивают применение однофазных выпрямителей. Обычно они используются в маломощных ТП, к быстродействию которых не предъявляют высоких требований.

По сравнению с обычными нулевыми схемами, мостовые схемы (см. рис. 2.14, а, рис. 2.15) при любом числе фаз питающей сети, имеют преиму­щества:

1. выпрямленная ЭДС при одном и том же вторичном на­пряжении трансформатора в два раза больше;

2. максимальное напряжение на вентилях при одном и том же выпрямленном напряжении в два раза меньше;

3. типовая мощность трансформатора меньше;

4. вентильные группы могут подключаться к сети без трансформатора.

Трехфазные мостовые схемы, кроме указанных выше, имею, по сравнению с обычными трехфазными нулевыми, дополнительные преимущества:

1) пульсации выпрямленной ЭДС (частота пульсации рав­на 6f_с) в два раза больше по частоте и примерно в два раза меньше по амплитуде;

2) быстродействие при отработке сигналов управления "в малом" примерно в два раза выше;

3) содержание высших гармонических в сетевом токе меньше.

Основной недостаток мостовых схем по сравнению с обычными нулевыми - это удвоенное число вентилей в цепи тока нагрузки, вследствие чего КПД мостовых схем ниже, чем нулевых. Однако понижение КПД существенно только при низких номинальных выпрямленных напряжениях.

Перечисленные достоинства обусловливают преиму­щественное применение трехфазной мостовой схемы в системах электропривода мощностью в десятки - сотни киловатт. Эта схема, выполненная в виде единичного блока - модуля, позволяет унифицировать ТП. Для на­грузок с большим током ТП комплектуется из несколь­ких мостов, соединенных параллельно по цепям перемен­ного и постоянного тока.

Управление вентилями ТП. Управление вентилями выпрямителей рассмотрим на примере наиболее распространенных многофазных ТП. Для удобства анализа работы СИФУ многофазных ТП нумерацию тиристоров в вентильных группах выпол­няют в соответствии с очередностью их открывания, на­чиная отсчет от фазы а, как показано на рис. 2.12, б, в и рис. 2.15. Тогда для шеститиристорных схем фаза отставания открывания тиристора с номером i относительно первого тиристора VS1 может быть определена по формуле

_i = (i-1) 60 ^o.

С оответствующие диаграммы очередности открывания тиристоров изображены для шестифазной схемы на рис. 2.17, а, для трехфазной мостовой на рис. 2.17, б. На рис. 2.17, в приведены векторные диаграммы вторичных ЭДС трансформаторов, используемых в схемах, приведенных на рис. 2.12, б и рис. 2.15.

На рис. 2.17 в виде кружков показаны моменты открывания тиристоров, углы открытого состояния тиристоров отмечены заштрихованными прямоугольниками. Все параметры, относящиеся только к трехфазной мостовой схеме, даны в скобках. Вектора фазных ЭДС вторичной обмотки трансформатора "прямая звезда": , , . Вектора фазных ЭДС вторичной обмотки трансформатора "обратная звезда": , , .

К анодам тиристоров катодной группы моста приложены ЭДС , , , а к анодам тиристоров анодной группы моста приложены ЭДС - ,- ,- . С целью упрощения рис. 2.17 в обозначениях векторов вторичных ЭДС трансформатора нижний индекс "2" не используется.

В двойной трехфазной нулевой схеме с уравнительным реактором и в трехфазной мостовой схеме в любой момент времени открыты два тиристора, а в обычных нулевых схемах - один тиристор.

Основу СИФУ составляет блок управ­ления, предназначенный обычно для управления одним тиристором. В состав блока управления входят генера­тор опорных напряжений ГОН, синхронизированных с напряжением питания тиристоров, фазосмещающее устройство ФСУ, регулирующее фазу открывающего импульса, и генератор импульсов ГИ, вырабатывающий необходимый для открывания тиристоров импульс (рис. 2 18, а).

Широкое применение в современных СИФУ аналого­вого типа находит так называемый вертикальный принцип управления. В таких СИФУ разностный сигнал u_оп - u_у при изменении управляющего напряжения u_у изменяет момент перехода через нуль относительно вто­ричной ЭДС e₂, приложенной к аноду тиристора, и из которой формируется этим тиристором участок кривой выпрямленной ЭДС e_d. Соответственно регулируется фаза от­крывающего импульса (рис. 2.18, б). Синхронизация на­пряжений u_оп и е₂ выполняется таким образом, чтобы при u_у= 0 угол открывания  = /2, что соответствует, согласно (2.9), E_d = 0 для режима непрерывных токов. Для выполнения этого условия фазовый сдвиг между опорным напряжением u_{оп i} и входной ЭДС e_{2 i} для любого тиристора с номером i должен составлять

Δ_i = _{оп i} - _{2 i} = /m,

г де _{оп i} - фаза напряжения u_{оп i}, _{2 i} - фаза ЭДС e_{2 i}, m - число фаз входных ЭДС, подключенных к одной вентильной группе. Для обычной трехфазной нулевой схемы, для двойной трехфазной нулевой схемы с уравнительным реактором и для трехфазной мостовой схемы m = 3, для шестифазной нулевой схемы m = 6.

На рис. 2.18, б изображены соответствующие напря­жения для тиристора VS1. Очевидно, для схем с m = 3 и Δ_i = 60° (см. схемы на рис. 2.12, а, в и рис. 2.15) в качестве опорных могут быть исполь­зованы синусоидальные напряжения, опережающие по фазе на 60° соот­ветствующие вторичные ЭДС: е_2y = -е₂ь для VS1, к которому приложена ЭДС e_2a; е_2z = -е_2с для VS3, к которому приложена e_2b; е_2x = -е_2a для VS5, к которому приложена e_2c; е₂ь для VS4, к которому приложена е_2x = -е_2a; е_2с для VS6, к которому приложена е_2y = -е₂ь; е_2a для VS2, к которому приложена е_2z = -е_2с.

Для шестифазной нулевой (см. рис. 2.12, б) схемы с m = 6 и Δ_i = 30° в качестве опорных могут быть напряжения, пропорциональные e_2a - e_2b для VS1, к которому приложена ЭДС e_2a; пропорциональные e_2z - e_2x для VS2, к которому приложена e_2z; пропорциональные e_2b - e_2c для VS3, к которому приложена e_2b; и так далее. Векторная диаграмма на рис. 2.17, в наглядно иллюстрирует сдвиг фаз между соответствующими ЭДС.

Рис. 2.19. Трехфазный нереверсивный мостовой ТП: а - схема; б - диаграмма очередности открывания тиристоров; в -диаграмма работы генератора импульсов

На рис. 2.19, а представлена схема трехфаз­ного мостового нереверсивного ТП с многоканальной СИФУ, имеющей для управления каждым тиристором отдельный блок управления БУ. Особенность мостовой схемы, в отличие от нулевой, заключается в том, что в каждый момент време­ни открыты два тиристора, включенных последовательно с нагрузкой. Поэтому для поддержания обоих тиристоров во включенном состоя­нии ширина открывающих импульсов должна быть не менее 60°, что­бы ТП не смог закрыться в режиме прерывистых токов, так как через каждые 60° происходит отключение одного из тиристоров и включение другого. Широкие импульсы технически сложнее сформи­ровать, чем узкие. Кроме того, широкие импульсы вызывают допол­нительный нагрев тиристоров. Поэтому вместо широких используются сдвоенные узкие импульсы. Каждый тиристор через каждые 60° пос­ле основного открывающего импульса (сплошная стрелка на рис. 2.19, б) получает дополнительный импульс (штриховая стрелка на рис. 2.19, б). На тиристор с номером i дополнительный импульс по­ступает от генератора импульсов с номером i+1.

Цепь, в которой сравниваются u_опi и U_у, выполняет функцию фазосмещающего устройства ФСУ, показанного на рис. 2.18, а. Угол открывания тиристоров  регулируется изменением U_у.

Реверсивные выпрямители и управление их вентильными комплектами. Реверсивные ТП для быстродействующих реверсивных электроприводов комплектуются из двух нереверсивных ВК, объединен­ных электрически по цепи нагрузки и по цепям СИФУ тиристорами. Нереверсивные ВК соединяются в реверсивном преобразователе по встречно-параллельной схеме или перекрестной схеме. Во встречно-параллельной схеме оба ВК питаются от общей обмотки трансформатора, причем вентили одноименных фаз в обеих ВК включены встречно-параллельно. В перекрестной схеме каждый ВК питается от отдельной обмотки.

Основное преимущество встречно-параллельных схем по сравнению с перекрестными - более простая силовая часть из-за возможности применения простого двухобмоточного трансформатора, а также благодаря возможности построения бестрансформаторных реверсивных схем на основе мостовых ВК. Недостаток - два контура уравнительных токов, которые появляются при одновременной подаче управляющих импульсов на тиристоры обеих ВК, в то время как в перекрестных схемах появляется только один контур.

В настоящее время в основном применяются встречно-параллельные схемы, в силу того, что достигается существенное упрощение силовой части, а при широко приме-няемом сейчас способе раздельного управления ВК уравнительные токи отсутствуют.

Возможны два способа управления ВК реверсивных ТП: совместного управления и раздельного управления.

При совместном управлении отпирающие импульсы одновременно подаются на тиристоры обеих ВК. На один из комплектов отпирающие импульсы подаются с углом ₁, на другой с углом ₂. Причем при регулировании выходного напряжения между углами отпирания всегда должно поддерживаться соотношение, при котором средние значения выпрямленных ЭДС комплектов всегда равны по величине, но противоположны по знаку.

При этом ВК, создающий ток нагрузки (ток якоря двигателя постоянного тока), например, в направлении "Вперед" может работать в выпрямительном режиме, когда двигатель потребляет энергию из сети переменного тока. Другой ВК для направления тока "Назад" при этом будет подготовлен к работе в режиме инвертирования и начнет проводить ток якоря в направлении "Назад", если двигатель перейдет в режим генераторного торможения. ВК, создающий ток нагрузки, например, в направлении "Вперед" может работать и в инверторном режиме, когда двигатель работает в режиме генераторного торможения. Другой ВК для направления тока "Назад" при этом будет подготовлен к работе в режиме выпрямления и начнет проводить ток якоря в направлении "Назад", если нагрузка перейдет в двигательный режим. Двигатель при питании обмотки якоря от такого ТП будет иметь механические характеристики во всех квадрантах их координат.

ТП с совместным управлением имеет одну входную координату - напряжение управления U_у, изменяя которое можно при любом направлении тока нагрузки менять значение среднего выпрямленного напряжения на нагрузке от 0 до .

Несмотря на равенство средних значений выпрямленных ЭДС ВК, их мгновенные значения будут различными. Поэтому при совместном управлении между комплектами присутствует уравнительная ЭДС, вызывающая протекание уравнительных токов. Для ограничения амплитуды этих токов на допустимом уровне (обычно не более 5 % от номинального среднего выпрямленного тока ТП) ВК соединяются в реверсивную схему при совместном управлении через уравнительные реакторы. Равенство средних значений выпрямленных ЭДС ВК при их противоположном знаке возможно при различных согласованиях между углами отпирания ₁ и ₂ в процессе регулирования выходной вы-прямленной ЭДС ТП. Технически наиболее просто реализуется согласование ₁ +₂ =-=180^о. Такое согласование называется линейным или согласованием в точке 90^о, так как при углах ₁ = ₂ =90^о выходная выпрямленная ЭДС E_d = 0. Все другие возможные согласования будут называться нелинейными. Совместное управление при нелинейном согласовании углов отпирания позволяет незначительно уменьшить уравнительные токи, но более сложно в технической реализации и поэтому используется редко.

На рис. 2.20 приведена трехфазная нулевая встречно-параллельная схема реверсивного ТП с совместным управлением ВК. L1 и L2 - индуктивности уравнительных реакторов. Основные достоинства схем с совместным управлением: хорошее быстродействие из-за отсутствия бестоковой паузы при изменении направления тока нагрузки; хорошая линейность внешних характеристик в зоне малых токов, так как ВК подгружаются уравнительным током даже при отсутствии тока в цепи нагрузки и это практически устраняет зону прерывистого выпрямленного тока. Основной недостаток - наличие уравнительных реакторов, масса и габариты которых могут быть соизмеримы с массой и габаритами трансформатора. Из-за указанного недостатка в настоящее время применение схем с совместным управлением ограничено, особенно при больших номинальных мощностях ТП. При раздельном управлении открывающие импульсы подаются только на одну группу, находящуюся в работе, другая группа при этом закрыта. В связи с этим отсутствует необходимость в уравнительных реакторах. Это улучшает массогабаритные показатели ТП, что является достоинством ТП с раздельным управлением. Схема реверсивного ТП с раздельным управлением ВК приведена на рис. 2.21. Схема бестрансформаторная, ВК соединены встречно-параллельно. С целью ограничения ударных токов, воздействующих на элементы силовой схемы при возможных коротких замыканиях в цепях ТП, его ВК подключаются с питающей сети переменного тока через токоограничивающие реакторы с индуктивностью L. Ограничение ударных токов повышает надежность действия защит в аварийных режимах коротких замыканий. Элементы защит на рис. 2.21 не показаны. Отсутствие уравнительного тока ухудшает характеристики ТП в зоне малых нагрузок из-за наличия зоны прерывистых токов нагрузки. Однако современные средства управления позволяют корректировать и улучшать работу ТП в зоне прерывистых токов. Поэтому раздельное управление находит все более широкое применение в системах электропривода не только большой, но и малой мощности.

Реверсивные ТП с раздельным управлением имеют две входные координаты. Одна координата - напряжение задания тока U_зт, знаком которого определяется требуемое направление тока нагрузки, то есть производится выбор ВК для требуемого направления выпрямленного тока. Другая координата - напряжение управления U_у, изменяя которое можно при любом направлении тока нагрузки менять значение среднего выпрямленного напряжения на нагрузке от 0 до .

Система управления ТП содержит кроме СИФУ1 и СИФУ2, вырабатывающих управляющие импульсы для вентильных комплектов ВК1 и ВК2, логическое переключающее устройство (ЛПУ), вы­полняющее автоматическое переключение ВК1 и ВК2. На ЛПУ возлагаются следующие функции:

1) выбор комплекта для работы в зависимости от знака напряжения задания тока U_зт;

2) запрещение открывания неработающего комплекта при наличии тока в работающем комплекте;

3) запрещение снятия открывающих импульсов с работающего комплекта при протекании в нем тока;

4) обеспечение временной паузы перед включением вступающего в работу комплекта, гарантирующей надежное запирание всех вентилей выходящего из работы комплекта.

Для реализации перечисленных функций требуется информация о наличии тока в вентильных комплектах и знаке управляющего сигнала задания тока. Эта информация поступает в ЛПУ с датчиков нулевого тока ДНТ1 и ДНТ2, а также с датчика управления ДУ. Так как ЛПУ - устройство релейного действия, то его входные x₀, x₁, x₂, выходные y₁, y₂ величины являются дискретными и характеризуются двумя уровнями: низким (условно 0) и высоким (условно 1). В терминологии алгебры логики сформулированный выше алгоритм работы ЛПУ можно записать в виде системы структурных урав-нений:

,

где y₁, y₂ - запрещающие сигналы на открывание ВК1 и ВК2; x₁, x₂ - сигналы наличия тока в ВК1 и ВК2; x₀ - сигнал выбора вен­тильного комплекта для работы (х₀=0, U_зт >0 для ВК1, x₀ =1, U_зт <0 для ВК2); черта над логической переменной означает ее инверсное значение.

В соответствии с приведенной выше системой структурных уравнений запрещающий сигнал у₁ = 1 подается на СИФУ1, если x₂ = l (выпрямленный ток второго комплекта I_d2 не равен нулю) или х₂ = 0 (I_d2 равен нулю) и x₁ = 0 (выпрямленный ток первого комплекта I_d1 равен нулю), но x₀ =1. Анало­гично у₂ =1, если x₁ = l (I_d1 не равен нулю) или x₁=x₂=0, но x₀ = 0. Схема такого ЛПУ легко реализуется на простой комбинационной логике.

Несмотря на то, что при раздельном управлении отпирающие импульсы подаются всегда только на один из ВК, должно быть предусмотрено согласование их углов отпирания ₁ и ₂. Например, если согласование линейное и на ВК1 подаются отпирающие импульсы с углом ₁, то при неизменном напряжении управления U_у после смены знака напряжения задания тока U_зт отпирающие импульсы будут поданы на ВК2 с углом ₂ = 180^о - ₁. Это необходимо для сопряжения друг с другом внешних характеристик выпрямителя при изменении знака тока нагрузки.

Основные недостатки реверсивных ТП с раздельным управлением ВК, по сравнению с ТП с совместным управлением - это несколько худшее быстродействие при реверсе тока нагрузки, связанное с необходимостью иметь бестоковую паузу; наличие зоны прерывистого выпрямленного тока, ухудшающей линейность внешних характеристик и вносящей в них неоднозначность при малых нагрузках; возможная зона нечувствительности в характеристике управления, связанная со спецификой работы ЛПУ и особенно заметная при объединении двух входов управления ТП в один.

Для уменьшения бестоковой паузы до минимально возможной величины, равной 2 - 3 мс, в современных ТП вместо датчиков тока используют датчики запертого состояния тиристоров. Благодаря нелинейному согласованию углов отпирания и применению ЛПУ специального типа, например трехпозиционных сканирующих, может быть улучшена форма статических характеристик ТП, а также его быстродействие.

Статические характеристики управляемых выпрямителей. Рассмотрим статические характеристики ТП, полагая, что режим прерывистого тока нагрузки отсутствует и пренебрегая влиянием нелинейностей, сопряженных со спецификой раздельного управления ВК.

Управляющие свойства ТП определяются их харак­теристиками управления E_d = =(U_у). В соответствии с общей функциональной схемой (см. рис. 2.10) внутрен­няя координата ТП - угол открывания a - выделяет в составе ТП две части: СИФУ и ВК, математическим опи­санием которых будут характеристики управления СИФУ  = _у(U_у) и вентильной группы E_d = _вг() = E_docos. Очевидно, что результирующая характеристика управления ТП определится как сложная функция, то есть E_d = _вг [_у(U_у)]. Поскольку для всех ТП ха­рактеристики управления вентильных групп одинаковы, то вид результирующей характеристики будет зависеть от характеристики управления СИФУ, в свою очередь, определяемой видом опорного напряжения. Так как отпирающий импульс выдается в моменты равенства опор­ного напряжения на его спадающем участке и напряже­ния управления, то зависимость (U_у) определяется фор­мой опорного напряжения и его фазовым сдвигом по отношению к напряжению силовой цепи тиристора. Если при Uу = 0  = /2, то при косинусоидальной форме опорного напряжения U_оп = U_пmcos (рис. 2.22, а). Тогда характеристика СИФУ определится выражением

 = arccos(U_у/U_пm). (2.54)

Подстановка (2.54) в выражение для Е_d (2.9) определит характеристику управления ТП при косинусоидальном опорном напряжении

. (2.55)

Как следует из выражения (2.55), в диапазоне изменения U_у от - U_пm до + U_пm график характеристики управления при косинусоидальных опорных напряжениях представляет собой отрезок прямой линии, а ее наклон определяется коэффициентом усиления ТП, равным

k_п = E_do/U_пm. (2.56)

Для пилообразной формы опорного напряжения (рис. 2.22, б) имеем линейную зависимость U_оп от :

,

из которой можно определить характеристику управления СИФУ

, (2.57)

где _л - угловой интервал линейного рабочего участка опорного напряжения, рад; U_пm - максимальное значение опорного напряжения на концах линейного участка.

Подстановка (2.57) в (2.9) дает выражение для характеристики управления ТП при пилообразном опорном напряжении:

, (2.58)

Как следует из (2.58), график характеристики управления ТП при линейном опорном напряжении - нелинейный и представляет собой отрезок синусоиды.

Для значений |U_у| << U_пm

. (2.59)

Как следует из (2.59), при малых U_у характеристика практически линейна.

Достоинством косинусоидальной формы опорного на­пряжения является линейность результирующей характе­ристики управления ТП. Однако диапазон регулирования угла  составляет менее 180°, так как практически следу­ет исключить из зоны регулирования окрестности макси­мума и минимума опорного напряжения, где оно практи­чески не изменяется. В зоне больших значений U_у, близ­ких к U_пm, возникает опасность превышения управляю­щим напряжением значения U_пm, что приведет к исчезно­вению открывающих импульсов. Для исключения этого явления в опорном напряжении формируется барьерный пик, увеличивающий максимальное значение U_оп (изоб­ражен штриховыми прямоугольниками на рис. 2.22, а).

Достаточно широкий диапазон регулирования имеет СИФУ с пилообразным опорным напряжением, однако характеристика управления ТП с такой СИФУ оказыва­ется нелинейной и имеет синусоидальный характер. СИФУ с пилообразным опорным напряжением, по сравнению с СИФУ с косинусоидальным, менее подвержены воздействию помех со стороны силовой питающей сети. Это связано с тем, что линейные опорные напряжения формируются в таких СИФУ специальными генераторами, которые питаются от источника постоянного напряжения, гальванически развязанного от сети переменного тока и имеющего на выходе сглаживающие фильтры, затрудняющие распространение импульсных помех по цепям питания постоянного тока. В настоящее время в основном применяются СИФУ с пилообразными опорными напряжениями, в силу указанных выше их достоинств и несмотря на нелинейность характеристик управления.

В режиме непрерывных токов нагрузки внешняя характеристика управляемого выпрямителя U_d = ψ(I_d), СИФУ которого имеет косинусоидальные опорные напряжения, с учетом (2.55) соответствует выражению

, (2.60)

а при пилообразном опорном напряжении с учетом (2.58)

. (2.61)

Как следует из выражений (2.60), (2.61), при U_у = const графики внешних характеристик представляют прямые линии, наклон которых определяется приведенным к цепи выпрямленного тока внутренним сопротивлением выпрямителя R_dп.

Динамические характеристики управляемых выпрямителей. Управляемый ТП относительно мгновенных значений входной и выходной координат представляет собой нели­нейную импульсную систему. Мгновенные значения вы­прямленной ЭДС е_d на интервале проводимости тока об­разуют выходной импульс. Невозможность закрыть тиристор, проводящий ток, с помощью управляющего сигнала обусловливает изменение продолжительности выходного импульса в переходных процессах. При умень­шении напряжения управления U_у продолжительность выходного импульса увеличивается на некоторую вели­чину Δ = ₂ - ₁, так как за время работы тиристора управляющий сигнал успевает измениться и вызвать со­ответствующее увеличение угла открывания (рис. 2.23). Увеличение Uy уменьшает продолжительность открытого состояния вентиля на величину Δ (рис. 2.23). Выходное напряжение будет нарастать с темпом k_п dU_у/dt. Темп снижения выходного напряжения равен k_п dU_у/dt только при условии |dUy/dt| < |dU_оп/dt|, откуда следует, что из инверторного режима в выпрямительный ТП может переводиться сколь угодно быстро и, наоборот, из выпрямительного в инверторный режим - с темпом не превышающим значение, определяемое частотой сети f_с. Если на вход ТП подать переменный сигнал управления частотой f_у > f_с, то в выходной ЭДС ТП может появиться постоянная составляющая. Это означает, что преобразование входного сигнала в выходной сопровождается существенными искажениями. Теоретически ТП теряет полностью управляемость при f_у >pf_с /2.

В диапазоне частот ТП может пропускать переменный управляющий сигнал, не давая постоянной составляющей. Однако это имеет место только для небольших диапазонов изменения  и при определенных начальных фазах входного сигнала. Поэтому практически полоса пропускания ТП ограничивается частотой питающей сети. В этой полосе силовая часть ТП может рассматриваться как безынерционное звено с косинусоидальной зависимостью средней ЭДС E_d от угла открывания .

В отличие от силовой части ТП, СИФУ может вносить заметные фазовые сдвиги величины  относительно управляющего напряжения. Они определяются инерционностью элементов, входящих в состав СИФУ. В зависимости от исполнения СИФУ как инерционное звено обычно приводится к виду апериодического звена, звена с чистым запаздыванием или к тому и другому вместе. С учетом инерционности СИФУ передаточные функции ТП для линейного участка его характеристики управления имеют вид

; (2.62)

; (2.63)

, (2.64)

где постоянные времени с; с; k_п — коэффициент усиления ТП.

Из приведенных выражений (2.62) – (2.64) в инженерных расчетах обычно используют передаточную функцию в виде апериодического звена первого порядка, соответствующего (2.62).

Следует помнить, что ТП - существенно нелинейное звено и использование для его описания передаточных функций вида (2.62) – (2.64) допустимо и оправдано, когда другие постоянные времени звеньев анализируемой системы не менее, чем на один порядок больше постоянных времени ТП.

Управляемые выпрямители как элементы систем автоматики подробно рассматриваются в /1/.