4.7 Импульсные и нелинейные устройства

Общие сведения

Наряду с аналоговыми устройствами, в которых сигналы представляют собой непрерывные функции времени, широко распространены импульсные устройства, у которых сигналы являются дискретными функциями (кратковременное воздействие сигнала чередуется с паузой).

Импульсные устройства удобно классифицировать по форме используемых сигналов. В соответствии с рисунком 4.7 формы основных типов импульсов имеют вид: прямоугольный, пилообразный, экспоненциальный, колоколообразный, ступенчатый, трапецеидальный а также последовательность периодических импульсных и высокочастотных колебаний, называемые радиоимпульсами.

Прямоугольный

Пилообразный

Экспоненциальный

Колоколообразный

Ступенчатый

Трапециидаль- ный

Последовательность прямоугольных импульсов

Последовательность высокочастотных импульсов

Рисунок 4.7 – Формы импульсов

Для усиления сигналов импульсной формы требуются широкополосные усилители (обозначаемые УК), повторители напряжения (УЕ) и специальные импульсные усилители (УИ).

Группа импульсных устройств, работающих с одиночными прямоугольными импульсами или с последователь­ностями прямоугольных импульсов выделилась (в силу большой значимости в современной электронике) в самостоя­тельный класс цифровых устройств.

Импульсные устройства, как правило, используют ключевой режим работы электронных ламп и транзисторов в отличие от активного режима, используемого в аналоговых устройствах. Импульсный режим работы имеет ряд преимуществ перед активным режимом, что обеспечивает следующие достоинства импульсных устройств:

- в импульсном режиме достигается большая мощность во время действия импульсов при малом значении средней мощности устройства. Поэтому импульсные устройства обладают меньшими массой и габаритными размерами;

- при использовании импульсного режима может быть расширен температурный интервал работы полупроводниковых приборов и снижены требования к разбросу их параметров. Первое объясняется уменьшением энергии, выделяемой в полупро­водниковых элементах устройства, второе – использованием клю­чевого режима. Разброс параметров может привести к некоторому искажению формы импульсов, однако это не является существен­ным, если в данном случае не искажается информация, заключен­ная в определенном сочетании импульсов. Указанная особенность объясняет повышенную помехоустойчивость импульсной элект­ронной аппаратуры;

- для реализации импульсных устройств любой сложности требуются однотипные элементы, легко выполняемые методами интегральной технологии.

В аналоговых устройствах нередко используется режим малого сигнала, а устройства, в которых применяется такой режим рабо­ты, являются линейными. В линейных устройствах амплитуды переменных составляющих напряжений и токов существенно меньше значений постоянного тока и постоянного напряжения, используе­мых для установки режима электронных ламп или транзисторов. При этом параметры усилительных приборов считают неизменными, так как используются линейные участки ВАХ.

На практике находят применение и устройства, работающие в режиме больших сигналов. В этих устройствах используется практически вся область ВАХ электронных приборов. При этом параметры приборов не остаются постоянными, а меняются в значительных пределах. Устройства, работающие в режиме боль­ших сигналов, являются нелинейными. Простейшими, уже знако­мыми примерами нелинейных устройств являются усилители мощности при больших амплитудах входного напряжения, а также электронные ключи цифровых сигналов.

Основными типами нелинейных устройств являются: ограничи­тели, выпрямители, детекторы – устройства для выделения тре­буемого сигнала из сигнала более сложной формы, умножители частоты, преобразователи частоты, модуляторы.

Особую группу составляют устройства, у которых в процессе работы параметры меняются не только в зависимости от электрического режима, но и от времени. Такие устройства получили название нелинейно-параметрических.

К нелинейно-параметрическим относят устройства, использую­щие нелинейно-параметрические резисторы, емкости и индуктив­ности.

Общей отличительной особенностью нелинейных устройств является резкое отличие спектра выходного сигнала от спектра входного сигнала. Эта особенность позволяет решать задачи умножения, преобразования, модуляции и детектирования сигна­лов.

Импульсные усилители

Для усиления сигналов импульсной или сложной формы необходимы усилители, способные работать в широкой полосе частот (от единиц Герц до многих МегаГерц). Анализ таких усилителей проводят в предположении, что на их входы подаются идеальные импульсы прямоугольной формы. Импульсный сигнал прямоугольной формы характеризуется широ­ким спектром гармонических составляющих. Передний и задний фронты импульса определяются высокочастотной частью спектра, а вершина импульса – его низкочастотной частью. Следовательно, для малоискаженной передачи фронтов импульса необходимы усилители с хорошими высокочастотными свойствами (большими значениями верхней рабочей частоты), а для малоискаженной передачи плоской вершины требуются усилители с малыми значениями нижней частоты (в идеальном случае f_н = 0, что характерно для усилителей постоянного тока).

Таблица 4.3 – Импульсные усилители

Вариант	Принципиальная схема	Эквивалентная схема	Вид АЧХ
а) б)

Для построения импульсных усилителей необходимы широко­полосные каскады усиления. Показателем качества широкополос­ного каскада усиления является его площадь усиления

S_УС = К₀ ·f_{В ГР},

где К₀ — коэффициент усиления на средних частотах;

f_{В ГР} — верх­няя граничная частота.

Для построения широкополосных усилите­лей используются усилительные приборы с максимальным отно­шением крутизны к емкости, нагружающей каскад С₀, что следует из выражения: S_yc = S/(2C₀).

До разработки интегральных усилителей импульсные усилите­ли выполнялись на основе каскадного соединения резисторных каскадов усиления, обладающих хорошими частотной, фазовой и переходной характеристиками. Дополнительно для расширения полосы усиливаемых частот в резистивных каскадах использова­лись цепи коррекции. Данные о резистивных каскадах с низкочас­тотной и высокочастотной коррекциями приведены в таблице 4.3 (варианты а) и б) соответственно).

Низкочастотная коррекция осуществляется цепочкой С_фR_ф, включенной в выходную цепь каскада. Такая схема коррекции удобна тем, что цепочка С_фR_ф одновременно выполняет роль развязывающего фильтра, защищающего каскад от паразитной обратной связи через общий источник питания. Как видно из эквивалентной схемы, приведенной в таблице 4.3 (вариант а), эквивалентное сопротивление нагрузки R_э образовано параллель­ным соединением внутреннего сопротивления транзистора R_i, сопротивления внешней нагрузки R_н и выходной цепи, образован­ной резистором R_с и цепочкой С_фR_ф. Емкость С_ф берут такой, чтобы на средних и верхних частотах ее сопротивление было мало по сравнению с сопротивлением R_c. При понижении частоты полное сопротивление цепочки С_ФR_Ф увеличивается и, следовательно, возрастает и эквивалентное сопротивление нагрузки каскада. Это приводит к увеличению коэффициента усиления каскада в области низких частот: К_u = S_п.т R_э. Таким образом, будет скомпенсировано снижение усиления на низких частотах из-за влияния емкости конденсатора межкаскад­ной связи. При соответствующем выборе элементов С_фR_ф схема низкочастотной коррекции позволяет расширить полосу пропуска­ния каскада в области низких частот от 3 до 5 раз.

Эффективность действия низкочастотной коррекции повышается с уменьшением отношения сопротивлений R_c/R_ф а также с увеличением коэффициен­та низкочастотной коррекции К_НЧ = С_ФR_С/(СR_Н). Характеристика с наиболее широкой полосой усиливаемых частот, но без подъема, соответствует при R_С/R_Ф = 0,5 коэффициенту К_НЧ = 1,4.

Два способа высокочастотной коррекции позволяет реализовать схема, приведенная в таблице 4.3 (вариант б). Первый способ осуществляется включением корректирующей индуктивности L последовательно с резистором R_С. Как видно из эквивалентной схемы, эта индуктивность образует с эквивалентной емкостью С₀, нагружающей каскад, параллельный колебательный контур. Ин­дуктивность катушки L выбирается малой, поэтому ее влияние сказывается только в области верхних частот. Вид частотной характеристики зависит от выбора коэффициента высокочастотной коррекции K_в.ч = L/C₀R²_С. Эффективность высокочастотной коррек­ции возрастает с увеличением коэффициента К_в.ч. При К_в.ч = 0,414 наблюдается подъем в области верхних частот.

а) схема

б) АЧХ

Рисунок 4.7 – Усилитель с распределенным усилением

Второй способ высокочастотной коррекции реализуется при соответствующем выборе элементов цепи истока: емкости конденсатора С_и и сопротивления резистора R_и. Включение резистора R_и в цепь истока транзистора приводит к возникновению в каскаде последовательной ООС, уменьшающей усиление в широкой полосе частот. Включение конденсатора малой емкости С_и параллельно R_и приводит к ослаблению глубины ООС лишь на верхних частотах. Это увеличивает усиление каскада на верхних частотах, компенсируя его уменьшение от влияния емкости С₀, нагружаю­щей каскад. Использование высокочастотной коррекции позволяет увеличить площадь усиления каскада от 1,5 до 2 раз.

При необходимости создания мощных усилителей импульсных сигналов применяют специальные технические решения. Парал­лельное соединение усилительных приборов не решает задачи, так как несмотря на рост эквивалентной крутизны наблюдается и соответствующее увеличение эквивалентной емкости С₀, что заставляет снижать R_Н. Избежать отмеченного недостатка удается в усилителе с распределенным усилением в соответствии с рисунком 4.7, использую­щем режим бегущей волны. В таком усилителе общая крутизна используемых транзисторов равна сумме крутизны отдельных транзисторов: S_Э = п·S_ПТ.

Емкости в цепях стоков С_С и затворов C_З образованы междуэлектродными и монтажными емкостями. Суммирования одноименных емкостей не происходит, что достигается включени­ем разделительных индуктивностей L_С и L_З. По сути, во входной и выходной цепях образуются две искусственные линии бегущей волны, что обеспечивается равенством волнового сопротивления входной линии _З сопротивлению источника сигнала R_г, а волнового сопротивления выходной линии _С сопротивлению нагрузки R_Н. Для того чтобы не было отражений от концов входной и выходной линий, их нагружают активными резисторами R_С = _С, R_З = _З.

Индуктивность звеньев линий L_С и L_З выбирают таким образом, чтобы скорость распространения сигнала в режиме бегущей волны по обеим линиям была одинаковой. Это обеспечивается при L_СC_С = L_ЗC_З. В этих условиях напряжение сигнала, распространяющегося по выходной линии вправо, суммируется с напряжениями сигнала, поступающего от следующих транзисто­ров, и на нагрузке R_Н в конце выходной линии создается усиленное напряжение сигнала:

U_ВЫХ = nS_п.тU_вх_с/2,

где n – число транзисторов усилителя.

Из-за сложения токов сигнала отдельных транзисторов в нагрузке выделяется требуемая мощность усиливаемого сигнала. В рассмотренном усилителе отношение S_п.т/С₀ и площадь усиления оказываются в n раз больше, чем каждого используемого в усилителе транзистора. Описанное техническое решение позволя­ет создавать импульсные усилители с рабочей полосой частот в сотни мегагерц.

Импульсные усилители с полосой пропускания от единиц до десятков МегаГерц в настоящее время изготавливаются в виде интегральных схем, выполненных по схемам усилителей постоян­ного тока с использованием СВЧ транзисторов, имеющих максимальные отношения крутизны S_п.т к междуэлектродным емкостям.

Ограничители амплитуды имульсов:

Рисунок 4.8 – Амплитудная характеристика ограничителя

Рисунок 4.9 – Двухсторонний диодный ограничитель

Амплитудным ограничителем называют устройство, напря­жение на выходе которого повторяет форму входного на­пряжения, если последнее не выходит за уровни ограниче­ния, и почти не изменяется, если входное напряжение пре­вышает эти уровни. Ограничитель можно представить в виде нелинейного четырехполюсника с амплитудной характеристи­кой в соответствии с рисунком 4.8 (для двустороннего ограни­чения).

Роль нелинейного элемента в ограничителях выполняют диодные и транзисторные ключи на дискретных или на интеграль­ных компонентах (при использовании транзисторных ключей наряду с ограничением можно получить и усиление сигналов). В простейшем случае ключ – это двухполюсник (например, ключ на диоде). В зависимости от способа включения ключа различают последовательную и параллельную схемы ограничителей. Последо­вательная схема работает в режиме ограничения, когда ключ разомкнут, а параллельная – когда ключ замкнут. Уровень и порог ограничения могут быть заданы с помощью дополнительных источников напряжения, включаемых в схему.

Ограничители используют: для формирования импульсов с постоянной амплитудой; выравнивания вершины импульсов, полу­чивших какие-либо искажения при передаче через цепи; получения напряжения, по форме близкого к прямоугольному, из синусоидального напряжения. Ограничители позволяют осуществлять выделение (селекцию) импульсов по амплитуде.

Различают ограничители по максимуму (ограничение сверху), у которых напряжение на выходе u_ВЫХ остается практически на постоянном уровне, когда входное напряжение u_ВХ превышает некоторое пороговое значение U_П1; ограничители по минимуму (ограничение снизу), у которых u_ВЫХ остается на постоянном уровне, когда u_ВХ принимает значение ниже порогового U_П2, и двухсторонние ограничители, у которых выходное напряжение остается на постоянном уровне, если u_ВХ выходит за пределы пороговых уровней U_П1 и U_П2:

U_П2  u_ВХ  U_Пl.

В соответствии с рисунком 4.8 показано двухстороннее ограничение синусоидаль­ного напряжения. Здесь U_О1 и U_О2 – уровни ограничения сверху и снизу.

К основным параметрам ограничителя относятся коэффициен­ты передачи (отношение приращений выходного напряжения к входному) в области ограничения К_ОГР и в области пропускания К_ПР.

Основными требованиями к ограничителю являются: высокая стабильность положения точек излома его характеристики, высо­кая точность ограничения (т.е. высокое постоянство выходного напряжения в области ограничения), высокая линейность схемы в области пропускания (вне области ограничения).

В соответствии с рисунком 4.9 выполнена схема двустороннего диодного ограни­чителя (параллельного). Двусторонние диодные ограничители получают путем сочетания двух односторонних ограничителей (последовательных или параллельных).

Напряжения источников питания U_О1 и U_О2 задают уровни ограничения (рисунок 4.8), a R_О – резистор, определяющий четкость ограничения (без этого резистора в данном устройстве ограничения не будет, так как даже при открытом диоде все напряжение u_ВХ будет передаваться на выход).

Коэффициент передачи в режиме пропускания (при условии, что среднее значение обратного сопротивления диода R_ОБР удов­летворяет неравенству R_ОБР  R_Н) рассчитывается по формуле К_пр = R_н/(R_н + R₀). В режиме ограничения (когда один из диодов открыт) значение сопротивления диода R_ПР обычно значительно меньше значения сопротивления резистора R_О (R_О выбирается из усло­вия: R_О >> R_ПР), поэтому коэффициент передачи К_ОГР = R_ПР/(R_ПР + R_О).

Если выполняется условие R_ПР << R_О << R_Н << R_ОБР, то К_ПР  1, К_ОГР  0; уровни ограничения (и пороги ограничения) определяются опорными напряжениями U_О1 и U_О2.

При положительной полярности входного сигнала и выпол­нения неравенства u_ВХ > U_О1 диод VD₂ закрыт, а диод VD₁ отк­рыт. Напряжение на выходе схемы (при выполнении условия R_ПР << R_О << R_Н << R_ОБР) u_ВЫХ = u_a.к + U_О1, где u_а.к – напряжение на открытом диоде VD₁, так как обычно u_а.к << U_О1, то u_ВЫХ << U_О1 (на рисунке 4.8 интервал времени от t₁ до t₂). При отрицатель­ной полярности входного сигнала и выполнения неравенства u_ВХ < U_О2 диод VD_l закрыт, поскольку напряжение на его аноде меньше напряжения на катоде. При этом диод VD₂ открыт и напряжение на выходе зафиксировано на уровне u_ВЫХ = U_О2 + u_a.к  U_О2 (на рисунке 4.7 интервал времени от t₃ до t₄). При U_О2 < u_ВЫХ < U_О1 закрыты оба диода, и входной сигнал передается на нагрузку R_Н.

Усилители-ограничители:

Транзисторный ключ, а также тран­зисторные логические элементы могут использоваться в качестве ограничителей, имеющих два порога ограничения. Первый порог (ограничение снизу) определяется уровнем входного напряжения U_{вх max}, при котором транзистор закрыт, а второй (ограничение сверху) – уровнем U_{вх min}, при котором транзистор открыт. Усили­тель-ограничитель в режиме двустороннего ограничения часто применяется для формирования из синусоидального напряжения импульсов с крутыми фронтами.

Генераторы прямоугольных импульсов:

Для получения импульсов прямоугольной формы применяются устройства, принцип работы которых основан на использовании электронных усилителей с ПОС. К этим устройствам относятся так называемые релаксационные генераторы – мультивибраторы и блокинг-генераторы.

Генераторы релаксационных колебаний используются в качест­ве запускающих и переключающих элементов, для деления частоты, в качестве времязадающих элементов, для получения развертки электронного луча в электронно-лучевых трубках. Эти генераторы могут работать в одном из следующих режимов: ждущем, автоколебательном, синхронизации и деления частоты.

В ждущем режиме генератор имеет состояния устойчивого равновесия и квазиравновесия. Переход из первого состояния во второе происходит под воздействием внешнего запускающего импульса, а обратный переход — самопроизвольно по истечении некоторого времени, определяемого параметрами устройства. Таким образом, в ждущем режиме генерируется один импульс с определенными параметрами при воздействии запускающего им­пульса. Основными требованиями к таким генераторам являются стабильность длительности формируемого импульса и устойчи­вость его исходного состояния.

В режиме автоколебаний у генератора нет состояния устойчи­вого равновесия, имеются два состояния квазиравновесия. Генера­тор переходит из одного состояния квазиравновесия в другое без внешних воздействий, генерируя импульсы, параметры которых зависят от параметров устройства. Основным требованием, предъявляемым к релаксационным генераторам в автоколебательном режиме, является стабильность частоты автоколебаний.

В режиме синхронизации частота повторения импульсов опреде­ляется частотой внешнего синхронизирующего напряжения. Часто­та повторения генерируемых импульсов равна или кратна частоте синхронизирующего напряжения.

Мультивибраторы

Мультивибратором называется релаксаци­онный автогенератор, представляющий собой двухкаскадный RС-усилитель с емкостной ПОС между каскадами. Мультивибра­торы могут быть реализованы на основе транзисторных ключей, операционных усилителей и интегральных логических схем.

Автоколебательные мультивибраторы используются в качестве генераторов прямоугольных импульсов с заданной длительностью и частотой повторения в тех случаях, когда нет жестких требований к стабильности этих параметров. Такие мультивибра­торы не имеют длительно устойчивых состояний равновесия.

а) схема

б) диаграммы напряжений

Рисунок 4.10 – Автоколебательный мультивибратор

Простейшая схема автоколебательного мультивибратора выполнена в соответствии с рисунком 4.10, где также показаны временные диаграммы напряжений на базах и коллекторах обоих транзисторов. Схема имеет перекрестные коллекторно-базовые связи транзисторных каскадов, осуществляемые через емкости конденсаторов C1 и С2.

В момент времени t = 0 напряжение на конденсаторе С1 и на базе транзистора VT1 равно нулю. Так как напряжение па конденсаторе С2 равно U_П, напряжение на базе транзистора VT2 будет равно + U_П, а в связи с тем, что U_Сl = 0, напряжение на коллекторе VT2 будет равно нулю. В схеме начнется заряд емкости конденсатора C1 со скоростью, определяемой постоянной времени ₃ = R_К2С1, и перезаряд емкости конденсатора С2 со скоростью, определяемой постоянной времени _р = R_Б2С2. При этом напряжения на коллекторе и на базе транзистора VT2 будет стремиться к U_П.

В момент t = t₁ напряжение U_Б2 станет равным нулю, транзистор VT2 откроется, а VТ1 окажется закрытым. В результате этого напряжения на базе первого транзистора и коллектора второго транзистора скачком изменятся на величину + U_п. В схеме начнется заряд емкости конденсатора С2 и перезаряд емкости конденсатора С1. В момент t = t₂, когда напряжение на базе первого транзистора станет равным нулю, произойдет новый переброс ключей и т. д.

Длительность импульса на коллекторе VТ1 соответствует времени пребывания транзистора в закрытом состоянии и определяется временем разряда емкости конденсатора С1: _р = R_Б1·С1·ln2  0,7·R_Б1·С1.

Период колебаний Т = 0,7(R_Б1C1 + R_Б2С2). Длительность фронта выходного импульса равна времени заряда емкости конденсатора С1 через R_К2: t_ф = 3_з = 3·R_К2·С.

Блокинг-генераторы:

Блокинг-генератором называется однокаскадный релаксационный генератор с сильной ПОС, осуществляе­мой импульсными трансформаторами (обычно с ферромагнитными сердечниками, обладающими малыми паразитными параметрами).

Достоинствами блокинг-генераторов являются: относитель­ная простота схемы; способность формировать мощные им­пульсы, близкие по форме к прямоугольным; возможность подключения нагрузки через трансформатор. Блокинг-генера­торы применяются в качестве источников коротких импуль­сов с крутыми фронтами повторяющихся с относительно боль­шой скважностью, а также в качестве преобразователей постоянного на­пряжения низкого уровня в на­пряжение более высокого уровня.

Важнейшими параметрами бло­кинг-генераторов являются: длитель­ность формируемых импульсов и их стабильность, предельная частота срабатываний.

Блокинг-генераторы, как правило, строятся на дискретных компонентах. Стабильность частоты электрических колебаний на выходе блокинг-генератора невысока, поэтому блокинг-генераторы чаще используются в ждущем режиме.

В соответствии с рисунком 4.11 выполнена схема блокинг-генератора на транзисто­ре, работающая в ждущем режиме, и диаграммы напряжений. Обмотки W_К и W_Б включены так (начала обмоток отмечены точками), чтобы обратная связь была положительной. Нагрузка R_Н подключена с помощью дополнительной обмотки W_Н = K_ТРWК и включается для ограничения коллекторного тока на уровне, не превосходящем допустимый для данного транзистора.

Исходное состояние:

В исходном состоянии транзистор закрыт напряжение смещения (U_Б выбрано запирающим. При этом напряжение на базе закрытого транзистора U_БЭ=U_Б, напряжение на коллекторе транзистора U_KЭ= –U_K, напряже­ние на обмотках W_K, W_h равны нулю, ток намагничивания и магнитный поток в сердечнике также равны нулю. Исходное состояние является состоянием устойчивого равновесия.

Запуск и опрокидывание:

Блокинг-генератор запускается введением в цепь базы отпирающего импульса тока (рисунок 4.11). При открытии транзистора восстанавливается действие ПОС и возникает лавинообразный (регенеративный) процесс роста коллекторного и базового i_К токов транзистора рост скорости изменения коллекторного тока i_К приводит к росту абсолютного значения напряжения и₂ (на базовой обмотке W_Б), имеющего отрицательную полярность, последнее приводит к росту i_Б и i_К.

а) cхема

б) диаграммы напряжений

Рисунок 4.11 – Блокинг – генератор

Если коэффициент петлевого усиления K₀ больше единицы, то рост токов i_К, i_Б и напряжений u₁, u₂ на обмотках трансформатора носит лавинообразный характер Регенеративный процесс изменения токов и напряжений длится до тех пор, пока действует положительная обратная связь и выполняется условие K₀ > 1. Нарушение этого условия наступает при переходе транзистора в режим насыщения в результате роста базового напряжения |u_Б| = |u₂| и спада коллекторного напряжения |u_К| = U_П – и_г| (из-за роста |u_l|). В результате опрокидывания напряже­ние и₁ возрастает практически до U_П, а |u_К| уменьшается практически до нуля.

Формирование импульса:

Вершина импульса формируется в интервале работы транзистора в режиме насыщения. Будем считать, что заряд в базе практически не меняется в режиме насыщения. После опрокидывания к обмоткам трансформатора приложены напряжения |u₁| = U_П. |u₂| = K_ТРU_П и в соответствии с законом электромагнитной индукции магнитный поток и ток намагничивания должны возрастать во времени. Увеличение тока намагничивания приводит к увеличению коллекторного тока i_К, который, в свою очередь, обусловливает рост уровня граничного заряда в базе транзистора. Этот процесс приводит к тому, что транзистор в некоторый момент времени переходит из режима насыщения в активный. В этот момент завершается формирование вершины импульса.

Обратное опрокидывание и восстановление исходного состояния:

В момент перехода транзистора в активный режим восстанавливается действие ПОС и возникает регенеративный процесс обратного опрокидывания, аналогичный процес­су при запуске блокинг-генератора. Происходит рассасывание граничного заряда через коллекторный переход, и транзистор закрывается.

За время обратного опрокидывания ток намагничивания трансформатора не успевает существенно измениться и к моменту закрывания транзистора в магнитном поле трансформатора запасена определенная энергия. Восстановление исходного состояния связано с рассеянием этой энергии – спадом тока намагничи­вания в контуре L_КR_НЭ(К_НЭ = R_Н/К_ТР²). В режиме восстановления транзистор закрыт (i_К = 0).

Этот процесс может быть колебательным и апериодическим и завершается сравнительно быстро. Чтобы обеспечить апериодический режим, трансформатор шунтируют цепочкой R_ш, VD, которая влияет только на форму обратного выброса и уменьшает его амплитуду.

Для получения автоколебательного режима в блокинг-генераторе необходимо включить в цепь базы конденсатор С и выбрать напряжение смещения U_Б отрицательной полярности для транзистора р-п-р – типа и положительной — для транзистора n-p-n–типа. При этом устойчивое исходное состояние невозможно, если выполняется условие возникновения регенеративного процесса.

Генераторы линейно-изменяющегося напряжения:

Генераторами линейно изменяющегося напряжения называют устройства, напряжение на выходе которых имеет линейно нарастающий, линейно падающий участок, или треуголь­ную форму в соответствии с рисунком 4.12, где также показана функциональная схема генератора.

Практически все современные генераторы линейно изменяюще­гося напряжения основаны на использовании заряда или разряда емкости конденсатора во время рабочего хода с последующим восстановлением исходного состояния во время обратного хода.

Как известно, напряжение на емкости и_с связано с током соотношением u_c = . Для того чтобы нарастание напряжения на емкости было линейным, необходимо выполнить условие du_с/dt = const. Поскольку du_c/dt = i_c/C, для создания линейно нарастающего напряжения нужно, чтобы зарядный ток емкости был постоянен.

а) напряжение на выходе

б) функциональная схема

Рисунок 4.12 – ГЛИН

Для получения периодической последовательности импульсов линейно изменяющегося напряжения требуется периодически заря­жать емкость конденсатора. Таким образом, функциональная схема генератора линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) должна иметь вид, показанный на рисунке 4.13. Она состоит из двух основных частей: токостабилизирующего и ключевого устройств (Z₁ и Z₂).

В генераторе линейно растущего напряжения зарядным двухпо­люсником Z₁ является устройство, обеспечивающее по возможности постоянный ток заряда емкости конденсатора (стабилизатор тока), а разрядным Z₂ – управляемый ключ, кото­рый размыкается на время рабочего хода и замыкается во время паузы между рабочими ходами.

В ГЛИН разрядный двухполюсник представляет собой стаби­лизатор тока, обычно управляемый, т.е. подключаемый к конденсатору во время рабочего хода. Зарядным двухполюсником здесь обычно является сопротивление резистора, постоянно под­ключенного к конденсатору.

Пилообразное напряжение используется в ряде импульсных устройств, например в схемах точного измерения времени, радиолокационных индикаторах, телевизионных ЭЛТ для получе­ния временной развертки луча, а также для преобразования напряжения во временной интервал.

Основными параметрами, характеризующими линейно изменя­ющееся напряжение (ток), являются период Т, длительность рабочею хода t_раб, длительности обратного хода t_обр, амплитуда U_m(I_m), коэффициент нелинейности

k_н = (V_max – V_min)/|V_min|,

где V = du/dt|_t=t_РАБ – скорость изменения напряжения во время рабоче­го хода V_max, V_min – соответственно максимальное и минимальное значения скорости. Так как обычно скорость нарастания напряже­ния изменяется монотонно, то коэффициент нелинейности можно определить из выражения

k_н = (|V_нач| – |V_кон|)/|V_нач| = |V/V_нач|,

где V_нач, V_кон – соответственно значения скорости в начале и конце рабочего хода.

а) схема

б) диаграммы напряжений

Рисунок 4.13 – ГЛИН с транзисторным ключом

В качестве ключевых устройств в ГЛИН используют обычные электронные ключи. Токостабилизирующие устройства более разнообразны. В зависимости от типа токостабилизирующего устройства схемы ГЛИН делятся на три вида: с простой интегрирующей цепью, с токостабилизирующим двухполюсником, с компенсационными схемами. Генераторы указанных разновид­ностей могут быть автоколебательными и ждущими.

В ГЛИН с простой интегрирующей цепочкой постоянная времени цепи заряда  >> _раб, т.е. используется только начальный участок зарядной экспоненты, поэтому ток i_c успевает лишь незначительно измениться относительно своего начального значе­ния и приближенно может считаться постоянным. Основным недостатком таких ГЛИН является малый коэффициент использо­вания напряжения питания (U_m/U_п).

Таблица 4.4

Вариант	Принципиальная схема	Эпюры напряжений	Формула для расчета выходного напряжения
а) б)

Принципиальная схема простейшего ГЛИН с транзисторным ключом и соответствующие диаграммы напряжения выполнены в соответствии с рисунком 4.13. В исходном состоянии при t < t₁ (рисунок 4.13, б) транзис­тор насыщен и ток базы I_Б  U_П/R_Б. Формирование рабочего хода происходит в интервале t_РАБ, когда транзистор закрыт входным отрицательным импульсом. Конденсатор C заряжается от источ­ника коллекторного питания через резистор R_К по закону и = U_П(1 – е^/t), где  = C·R_К. В конце рабочего хода (момент t₂) напряжение на выходе равно U_m. При случайном обрыве в цепи конденсатора или увеличении длительности запускающего импуль­са возможен пробой транзистора (обычно U_п >> U_m). Для предот­вращения пробоя включается фиксирующий диод VD. При напряжении и>U_ф(U_m<U_ф< U_{К ДОП}) открывается диод и фиксируется коллекторное напряжение на уровне U_ф (при и<U_ф диод закрыт).

Обратный ход формируется после прекращения действия входного импульса (t>t₂). Транзистор открывается. Конденсатор разряжается через выходное сопротивление открытого транзистора.

Более совершенными являются ГЛИН с токостабилизирующими двухполюсниками, которые позволяют получить напряжения с большей линейностью при коэффициенте использования питающе­го напряжения, близком к единице.

В качестве токостабилизирующего двухполюсника часто исполь­зуется транзистор. Как известно, при постоянном токе базы коллекторный ток транзистора мало меняется при изменении напряжения коллектора в широких пределах. Это свойство транзисторов используется для стабилизации разрядного или зарядного тока в ГЛИН. Лучших показателей ГЛИН можно достигнуть при выполнении их на основе операционных усилителей с отрицательной обратной связью (таблица 4.3, варианты а и б).

Импульсные и нелинейные устройства на операционных усилителях

Возможности построения импульсных устройств на интеграль­ных схемах рассмотрим на примерах использования обобщенной макромодели применений ОУ, в соответствии с рисунком 4.14.

Рисунок 4.14 – Обобщенная модель применений ОУ

Интегрирующее устройство:

Если в обобщенной макромодели принять следующие условия:

Z₁ = R, Z₂ = ∞, Z₃ = ∞, Z₄ = ∞, Z₅ = 0, Z₆ = 1/(pC),

то реализуется устройство с характеристикой прямой передачи, имеющей в операторной форме вид

U_ВЫХ(p) = . (4.10)

Рассматриваемое устройство выполняет функции интегратора. Данные о схеме и работе интегратора сведены в таблице 4.3, вариант а. При подаче на вход последова­тельности прямоугольных импульсов на выходе наблюдается линейно изменяющееся напряжение. Так как входной сигнал поступает на инвертирующий вход ОУ, то выходное напряжение будет в противоположной фазе, что учтено знаком «минус» в вышеприведенной формуле.

Применение ОУ позволяет добиться повышенной точности интегрирования по сравнению со случаем использования обычной интегрирующей цепочки. Это достигается благодаря высокому входному и низкому выходному сопротивле­ниям ОУ. Первая особенность позволяет выбирать достаточно высокоомные резисторы R, при этом сопротивление источника сигнала будет оказывать меньшее влияние на работу интегратора. Вторая особенность позволяет избежать влияния нагрузки на работу интегратора.

Рассмотренный интегратор может использоваться для реализа­ции компенсационного ГЛИН. При этом конденсатор С включает­ся в цепь отрицательной обратной связи ОУ с большим коэффициентом усиления, что обеспечивает заряд емкости по закону, близкому к линейному. При достаточно большом значе­нии коэффициента усиления ОУ изменение зарядного тока по мере заряда емкости конденсатора С мало и коэффициент нелинейности также мал. Действительно, при достаточно большом коэффициен­те усиления К₀ и u_вх << U_п |u_вых|  |u_c|   , где i = |U_п|/R, a |U_п| – модуль напряжения источника питания ОУ.

Дифференцирующее устройство:

Если в обобщенной макромоде­ли принять условия Z₁ = 1/(pC), Z₂ = , Z₃ = , Z₄ = , Z₅ = 0, Z₆ = R, то реализуется устройство с передаточной характеристикой в операторной форме, имеющей вид U_вых(p) = – pCRU_вх(p).

Схема реализованного устройства приведена в таблице 4.3, вариант б, и выполняет операцию дифференцирования. Здесь показано, что при подаче на вход дифференциатора синусоидаль­ного напряжения на выходе наблюдается косинусоидалъное напряжение, дополнительно сдвинутое по фазе относительно входного на 180. Последнее объясняется использованием при работе инвертирующего входа ОУ и учитывается в формуле, описывающей работу дифференциатора, знаком «минус». Точность дифференцирования рассмотренного устройства существенно выше точности, обеспечиваемой обычной дифференцирующей цепочкой.

Здесь так же, как и в случае интегратора, используются важные достоинства ОУ: высокое входное и низкое выходное сопротивле­ния, обеспечивающие оптимальные условия работы дифференци­рующей RC-цепи. В частности, нагрузка устройства практически не оказывает влияния на точность дифференциатора.

Пороговое устройство:

Включение диодного моста в цепь ООС ОУ позволяет реализовать высокоточное пороговое устройство. Схема устройства приведена в таблице 4.4. При малых входных сигналах ОУ не обладает свойством усиления напряже­ния, так как инвертирующий вход и выход ОУ зашунтирован малым сопротивлением диодов моста. При определенном значе­нии напряжения входного сигнала диодный мост закрывается. В этом случае ОУ имеет максимальный коэффициент усиления по напряжению, и на выходе устанавливается напряжение + U_п или – U_п в зависимости от полярности входного напряжения. Условия закрывания диодного моста определяются выбором управляющих напряжений +U_ynp1 и – U_упр2. Очевидно, изменяя условия закрывания моста, можно менять пороги срабатывания устройства (U₁ и U₂). Формулы для расчета U₁ и U₂ в зависимости от значений управляющих напряжений приведены в таблице 4.5.

Важными достоинствами рассмотренного устройства являются возможность установки требуемого порога срабатывания и высо­кая точность работы устройства. Следует отметить существенное отличие свойств рассмотренного устройства от пороговых уст­ройств с цепями ПОС, обладающих разными порогами сраба­тывания и возврата в исходное состояние (т.е. гистерезисом). В рассмотренном устройстве вместо ПОС используется ООС, при этом пороги срабатывания (при u_вх  U_пор) и возврата в исходное состояние (при u_вх  U_пор) соответствуют с высокой точностью одному и тому же значению напряжения (U_пор = U₁ при положи­тельных u_вх либо U_пор = U₂ при отрицательных u_вх). Другим достоинством рассмотренного устройства является возможность независимой установки порогов срабатывания U₁ и U₂ путем соответствующего выбора управляющих напряжений U_{упр 1} и U_{упр 2}.

Таблица 4.4 – Логарифматор и антилогарифматор

Вар.	Принципиальная схема	Вид амплитудной характеристики	Расчетные соотношения
а) б)

Управляемый ограничитель уровней:

Если рассмотренное выше устройство усложнить добавлением параметрического стабилиза­тора напряжения, то получится новое устройство, способное выполнять функции высокоточного управ­ляемого ограничителя уровней. Рассмотрим принцип действия устройства.

В исходном состоянии диоды моста VD1…VD4 открыты за счет прямых управляющих напряжений + U_{УПР 1}, – U_{УПР 2}. Инвер­тирующий вход и выход ОУ зашунтированы малым сопротив­лением диодов моста, и поэтому ОУ не усиливает напряжение входного сигнала.

При малых входных напряжениях ОУ в работе не участвует. Входное напряжение фактически прикладывается к делителю, состоящему из сопротивлений резистора R3 и нагрузки R_Н. Часть напряжения входного сигнала выделяется на сопротивлении нагрузки R_Н. При определенном входном напряжении происходит закрывание диодов моста. Коэффициент усиления напряжения ОУ принимает максимальное значение. Напряжение на выходе ОУ приобретает максимальное положительное или отрицательное значение (+U_П или –U_П в зависимости от полярности напряжения входного сигнала). При этом происходит электрический пробой одного из стабилитронов (VD6 при напряжении на выходе ОУ + U_П, VD5 – при –U_П).

Дальнейшему увеличению напряжения на выходе с ростом U_ВХ препятствует стабилитрон, находящийся в состоянии обратимого электрического пробоя.

Задавая определенные значения управляющих напряжений +U_{УПР 1} и –U_{УПР 2}, задают требуемый режим работы моста и, следо­вательно, условия перехода ОУ в режим усиления напряжения, вызывающего пробой одного из стабилитронов. Таким образом, в конеч­ном счете, с помощью управляющих напряжений +U_{УПР 1} и –U_{УПР 2} устанавливается требуемый уровень напряжения ограничения.

Особенностью устройства является возможность независимой установки уровней ограничения U₁ и U₂, которые можно рассчитать по формулам, приведенным в таблице 4.5.

Таблица 4.5 – Пороговые устройства на основе ОУ

Вариант	Вид амплитудной характеристики	Принципиальная схема	Расчетные соотношения
а) б)

Импульсные генераторы:

На основе ОУ удобно генерировать одиночные импульсы и периодические последовательности им­пульсов прямоугольной и пилообразной формы с требуемыми амплитудой, длительностью и частотой срабатывания.

Устройство, схема которого приведена на рисунке в таблице 4.6 (варианта а), выполняет функции автоколебательного мультивибра­тора. Ее основой служит компаратор на ОУ с ПОС, обладающий передаточной характеристикой, имеющей вид в соответствии с рисунком 7.12, б.

Таблица 4.6 – Генераторы на основе ОУ

Вариант	Принципиальная схема	Эпюры напряжений	Расчетные соотношения
а) б) в)

Автоколебательный режим обеспечивается времязадающей RC-цепью, подключенной между выходом и инвертирующим входом ОУ.

Рассмотрим принцип действия мультивибратора на основе ОУ. Начнем с момента времени, когда на выходе ОУ появилось напряжение U₂. Такое напряжение соответствует наличию на входе ОУ опорного напряжения:

-U_ОП= R1·U₂ /(R1 + R2).

Наличие на выходе ОУ напряжения U₂ обусловливает процесс заряда конден­сатора C через резистор R. К инвертирующему входу прикладывается снимаемое с конденсатора C напряжение отрицательной полярности, меняющееся по экспоненциальному закону. Как только напряжение на конденсаторе C достигнет значения напряжения на неинвертирующем входе U_оп, происходит сраба­тывание компаратора и напряжение на выходе ОУ изменит свою полярность, приняв значение U₁. Это напряжение соответствует наличию на входе напряжения:

+ U_ОП = R1U₁/(R1+ R2).

С этого момента начинается перезаряд конденсатора от уровня напряже­ния -U_ОП до уровня напряжения + U_ОП. Затем происходит повторное переключение, и процессы протекают аналогично.

Эпюры напряжений на выходе ОУ и емкости C показаны на рисунке в таблице 4.6 (вариант а). Если U₁=U₂, то реализуется симметричный мультивибратор: частота следования импульсов может быть рассчитана по формуле:

f = 1/T = 1/(t_И1 + t_И2) = 1/(2·t_И).

При снятии напряжения с выхода ОУ реализуется генератор прямоугольных импульсов, а при снятии с конденсатора C – гене­ратор напряжения пилообразной формы.

Для генерации одиночного импульса прямоугольной или треугольной формы требуемой длительности можно использовать одновибратор на основе ОУ, схема которого приведена в таблице 4.6 (вариант б). Здесь в отличие от мультивибра­торов, в которых оба состояния являются неустойчивыми (U₁ и U₂), одно состояние – устойчивое, а другое – неустойчивое. Ус­тойчивое состояние характеризует исходный режим работы (режим ожидания). Поэтому одновибраторы часто называют ждущими мультивибраторами. Неустойчивое состояние наступает с приходом кратковременного входного запускающего импульса. Это состояние сохраняется требуемое время, задаваемое выбором элементов RC-цепи, после чего одновибратор возвращается в исходное устойчивое состояние.

Схема, эпюры напряжений и формула для расчета длитель­ности выходного импульса одновибратора приведены в таблице 4.6 (вариант б).

Для создания ждущего режима в одновибраторе параллельно времязадающему конденсатору включен диод VD₁, а запуск осуществляется импульсом напряжения положительной поляр­ности. В исходном состоянии напряжение на выходе ОУ равно U₂, что соответствует наличию на инвертирующем входе опорного напряжения — U_оп = R₁U₂/(R₁ + R₂). Напряжение на инвертирую­щем входе мало, так как оно равно напряжению на диоде, к которому приложено отпирающее напряжение. Поступающий входной импульс положительной полярности переводит ОУ в состояние с выходным уровнем U₁ положительной полярности. На неинвертирующем входе опорное напряжение становится равным + U_оп = R₁U₁/(R₁ + R₂). Происходит процесс заряда конденсатора C через сопротивление R. Как только напряжение на конденсаторе достигнет значения + U_оп, срабатывает компаратор, и схема возвращается в исходное устойчивое состояние.

Процесс восстановления исходного состояния схемы должен быть завершен к приходу очередного запускающего импульса. Для уменьшения времени восстановления, указанного на эпюре в таблице 4.6 (вариант б), в схеме одновибратора параллельно резисто­ру R включают цепочку из дополнительного резистора R3 и диода VD2, уменьшают постоянную времени этапа восстановления.

Рассмотренные схемы мультивибратора и одновибратора можно использовать для получения импульсов пилообразной формы, однако амплитуда импульсов невелика (не превышает + U_ОП, — U_ОП).

Для получения линейно изменяющегося напряжения требуемой амплитуды с малым значением коэффициента нелинейности и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения используют схему генератора на основе ОУ, данные о которой сведены в таблице 4.8 (вариант В).

Генератор состоит из зарядной цепи R3·C, разрядного транзистора VT (со структурой МДП и индуцированным каналом n-типа) и операционного усилителя, охваченного положительной (с помощью резистора R4) и отрицательной (с помощью делителя из резисторов R1·R2) обратными связями.

Управление работой генератора осуществляется транзистором VT. При подаче на его вход импульса положительной полярности, он имеет малое выходное сопротивление и происходит быстрый разряд конденсатора (практически до нуля). Это обеспечивает малое время обратного хода t_ОБР. При формировании линейно изменяющеюся напряжения на интервале t_РАБ ОУ работает в линейном режиме. При больших значениях коэффициента усиления, что типично для ОУ, можно допустить, что .

При этом .

Через емкость С протекает ток: .

Учитывая, что i_С = Cdu_C/dt, находим

.

Если R3 > R1·R4/R2, то напряжение u_C представляет собой импульсы вогнутой формы. Если R3 < R1·R4/R2, то напряжение и_C представляет собой импульсы выпуклой формы. При R2/R1 = R4/R3 напряжение на емкости конденсатора изменяется во времени по линейному закону, что и целесообразно использовать на практике: .

Обычно выполняют условия R1 = R3, R2 = R4 и выбирают U₃ > U₀, причем в качестве U₃ используют источник питания ОУ положительной полярности

(+ U_ОП). При соблюдении указанных условий . Линейное изменение напряжения на конденсаторе сопровождается линейным изменением напряжения на выходе генератора. Если принять U₀ = 0, то формируется напряжение, имеющее вид пилы положительной полярности. При необходимости напряжения U₀, отличного от 0, но меньшего U₃, используют резистивный делитель напряжения, подключенный к одному из источников питания ОУ.