1.14 Цифровые ключи на транзисторах

Общие сведения:

В цифровой технике широко распространены логические элементы на основе ключей, у которых управляющие и коммутируемые сигналы имеют форму двоичных импульсов. В установившемся режиме сигналы на входе и выходе цифровых ключей принимают лишь два дискретных значения, условно обозначаемых логическим «0» и «1». При этом в одном из этих состояний ключ открыт, транзистор закрыт, ток через него практически не проходит и его внутреннее сопротивление велико, а в другом состоянии, когда ключ замкнут, транзистор открыт, через него течет значительный ток и внутреннее сопротивление мало. Если в ключе логическому «0» соответствует низкий уровень напряжения, а логической «1» — высокий уровень напряжения, то такой элемент относят к положительной логике. Переход из одного состояния в другое сопровождается переходными процессами. При этом токи и напряжения в транзисторе изменяются в широких пределах так, что в большинстве случаев проявляется нелинейность его характеристик. Такой импульсный режим работы транзисторов называют так же режимом большого сигнала.

Качество цифрового ключа определяется следующими основными параметрами: падением напряжения на ключе в замкнутом состоянии, скоростью переключения ключа из одного состояния в другое, мощностью потребляемой цепью управления ключа. Рассмотрим работу БТ и ПТ в режиме ключа цифровых сигналов.

Цифровые ключи на биполярных транзисторах:

Простейшая схема ключа на БТ транзисторе выполнена в соответствии с рисунком 1.51, а процессы, происходящие в ключе, протекают в соответствии с рисунком 1.52.

Рисунок 1.51 – Простейшая схема ключа на БТ

Рисунок 1.52 – Физические процессы в ключе на БТ

На участке 0 – t₁ в соответствии с рисунком 1.52 оба перехода в транзисторе закрыты, и он находится в режиме отсечки. Во входной цепи базы (рисунок 1.51) протекает небольшой дрейфовый ток неосновных носителей, обусловленный источниками U_ВХ (генератор импульсов) и U_БЭ (запирающий источник напряжения при отсутствии входного сигнала): I_Б = I_Э – I_К. Этому режиму соответствует точка А на нагрузочной характеристике ключа (рисунок 1.53).

Рисунок 1.53 – Нагрузочная характеристика ключа

Транзистор находится в закрытом состоянии. Коллекторный ток, как видно из рисунка 1.53, мал и равен тепловому току закрытого коллекторного перехода I_КО. Напряжение на выходе ключа близко к напряжению источника питания U_П, а сопротивление транзистора постоянному току велико: R_ЗАКР  U_П / I_КО.

На участке t₁ — t₂ ко входу транзистора прикладывается импульс положительной полярности, приводящей к переключению в открытое состояние как эмиттерный, так и коллекторный переходы. Поясним процесс переключения. В момент t₁ рабочая точка находилась в точке А (рисунок 1.53), а затем стала перемещаться по нагрузочной прямой в направлении точки В. К эмиттерному переходу прикладывается отпирающее напряжение, и, если сопротивление в цепи базы R_Б мало, то переход быстро переходит в открытое состояние (зависимость I_Э=f(t) в соответствии с рисунком 1.52). В эмиттерном переходе преобладает инжекция электронов в базу. В базе происходит частичная рекомбинация электронов с дырками, но основная часть электронов поступает к коллекторному переходу и за счет экстрации достигает коллектора. Сопротивление транзистора резко уменьшается, а ток коллектора I_К  I_{К НАС}.

Вследствие падения напряжения на нагрузке R_Н понижается напряжение коллектора, а следовательно, уменьшаются толщина коллекторного перехода и заряд в нем. Происходит разряд емкости коллекторного перехода.

В точке В в соответствии с рисунком 1.53 транзистор переходит в режим насыщения. При этом наблюдается инжекция электронов из коллектора в базу. Коллекторный переход переходит в открытое состояние. В базе наблюдается рекомбинация электронов с дырками. Концентрация дырок в базе невелика, по сравнению с концентрацией поступающих в базу электронов. Поэтому в базе происходит накопление неосновных носителей – электронов. На участке t₁ – t₂ ток базы равен разности токов эмиттера и коллектора: I_Б = I_Э – I_К. Коллекторный переход начинает участвовать в процессе переключения с некоторой задержкой t₃ (в соответствии с рисунком 1.52), определяемой временем пролета носителей через базу.

Время нарастания выходного тока I_К определяет длительность фронта t_Ф (в соответствии с рисунком 1.52) и зависит от скоростей разряда коллекторной емкости и накопления неравновесного заряда в базе. Полное время включения транзистора характеризует время перехода из состояния логического «0» в состояние логической «1» и состоит из времени задержки и длительности фронта

t_ВКЛ = t_З + t_Ф. (1.85)

Как видно из рисунка 1.53, транзистор перешел в режим насыщения при токе базы, равном I_Б4. Дальнейшее увеличение тока базы до значения I_B5 уже не приводит к заметному увеличению выходного тока I_К; при этом лишь увеличивается степень насыщения транзистора и величина неравновесного заряда в базе.

Режим насыщения соответствует замкнутому состоянию транзисторного ключа. В этом случае транзистор имеет минимальное сопротивление постоянному току R_ОТКР, равное сумме сопротивлений двух p-n-переходов, включенных в прямом направлении:

R_ОТКР = U_{К НАС} / I_{К НАС},, (1.86)

где U_{К НАС} – остаточное напряжение на транзисторе в замкнутом состоянии.

На участке t₂ – t₃ прекращается действие входного импульса положительной полярности, однако транзистор не сразу возвращается в исходное состояние. На участке t_Р происходит рассасывание неравновесного заряда в базе. На первом этапе выключения концентрация носителей заряда у коллекторного перехода остается практически неизменной и, следовательно, он сохраняет прямое смещение. Рассасывание происходит за счет ускоряющего поля эмиттерного перехода и рекомбинации носителей в базовой и коллекторной областях. Только после определенного уменьшения концентраций неосновных носителей в базе транзистор переходит в активный режим, и рабочая точка из положения В перемещается по нагрузочной линии в направлении точки А.

При переходе транзистора в активный режим происходит окончательное рассасывание неравновесного заряда через коллекторный переход. Выходная емкость транзистора заряжается, а ток коллектора уменьшается по экспоненциальному закону и после определенного времени, называемого временем спада t_С, в соответствии с рисунком 1.52, принимает исходное значение I_КО.

Время перехода транзистора из состояния «1» в «0» равно сумме времени рассасывания t_Р и длительности спада t_С:

(1.87)

В цифровых устройствах принято использовать понятие среднего времени задержки сигнала при прохождении через ключ: t_{З СР} = (t_ВКЛ + t_ВЫК)/2.

Очевидно, что для реализации высокого быстродействия в качестве ключевых транзисторов необходимо использовать специальные транзисторы: с малыми междуэлектродными емкостями; малой толщиной базы и, следовательно, малым сопротивлением базовой области; неравномерным распределением примесей в базе с целью создания дополнительного ускоряющего поля для неосновных носителей. Современные дрейфовые транзисторы позволяют получить времена нарастания и спада порядка единиц наносекунд.

Эффективным способом повышения быстродействия ключа является использование транзисторов, не переходящих в режим насыщения. Такие транзисторы называются ненасыщенными. БТ можно сделать ненасыщенным, если параллельно коллекторному переходу включить диод Шоттки.

Следует отметить, что в разомкнутом и замкнутом состояниях ключи на биполярных транзисторах обладают высокими показателями, близкими к идеальным. Разброс параметров транзисторов и их изменение от дестабилизирующих факторов (особенно температуры) влияют на работу транзисторов в ключевом режиме значительно меньше, чем в активном режиме. Это связано с тем, что в режиме насыщения положение рабочей точки В практически не меняется при изменении входных токов в больших пределах.

Цифровые ключи на полевых транзисторах

Схема простейшего ключа с резистивной нагрузкой на основе ПТ выполнена в соответствии с рисунком 1.54 (а).

Рисунок 1.54 – Схемы простейших цифровых ключей на ПТ

В качестве ключевого элемента используется МДП ПТ с индуцированным каналом p-типа.

Такой ключ имеет очевидные преимущества перед рассмотренным выше ключом на БТ:

– нет необходимости в источнике запирающего напряжения на входе транзистора;

– ключ потребляет крайне малую мощность от источника управляющего сигнала, так как транзистор обладает входным сопротивлением;

– полярность управляющего напряжения такая же, как и полярность коммутируемого напряжения, что позволяет осуществлять гальваническое соединение нескольких однотипных ключей между собой.

Если в качестве нагрузки используется транзистор с индуцированным каналом того же типа, затвор которого подключен к источнику питания, то такой ключ называется ключом с динамической нагрузкой на ПТ. Если используется транзистор с каналом противоположного типа с затвором, включенным во входную цепь в соответствии с рисунком 1.54 (б), то такой ключ, называется комплиментарным ключом на ПТ.

Принцип действия любого ключа на основе ПТ базируется на использовании основных носителей заряда. Поэтому в этих ключах нет явлений, связанных с накоплением и рассасыванием неосновных носителей заряда. Здесь переходные процессы обусловлены лишь наличием у транзисторов междуэлектродных емкостей, как и в случае электронных ламп.

Ключи на ПТ, как и ключи на БТ , в статическом режиме характеризуются в закрытом состоянии (ключ разомкнут) остаточным током и в открытом состоянии (ключ замкнут) остаточным напряжением. Их нагрузочная характеристика для р-канальных ПТ имеет вид в соответствии с рисунком 1.55.

Рисунок 1.55 – Нагрузочная характеристика ключа на ПТ

Для запирания ключа на затвор транзистора подают напряжение U_ЗИ-, меньшее по модулю . В этом случае ток через транзистор практически не протекает (величина I_ОСТ не более 10^-9 А). Выходное напряжение U_ВЫХ=U_П. Рабочей точкой транзистора является точка А на рисунке 1.55.

При отпирании ключа на затвор ПТ подают напряжение U_ЗИ+, большее по модулю , в результате чего транзистор переходит в открытое состояние. Рабочая точка В в соответствии с рисунком 1.55 задается пересечением нагрузочной прямой с выходной статической характеристикой ПТ при U_ЗИ= U_ЗИ+–U_ПОР. Рабочий ток в точке В (ток насыщения) определяется внешними элементами схемы

, (1.88)

а величина остаточного напряжения U_ОСТ может быть найдена как

. (1.89)

Согласно (1.89) величину остаточного напряжения путем изменения U_ЗИ+ и R_Н можно сделать сколь угодно малым. В этом заключается одно из важных преимуществ ключей на ПТ перед ключами на БТ.

В микроэлектронном исполнении транзисторный ключ занимает сравнительно большую площадь на топологии ИМС из-за наличия резистора. Использование в качестве нагрузки ПТ упрощает процесс изготовления и повышает степень интеграции схемы.

Кроме этого, комплиментарные ключи имеют и более важные преимущества по сравнению с резистивными ключами и ключами с динамической нагрузкой: они не потребляют ток от источника питания, когда находятся в рабочих точках А или В и имеют практически нулевое остаточное напряжение. Поэтому данный тип ключей находит широкое их использование в микроэлектронике.

Быстродействие ключей на ПТ обусловлено главным образом временем зарядки и разрядки различных паразитных емкостей типа емкости затвор-канал, проходной емкости затвор-исток, барьерной емкости стокового p-n-перехода, паразитной емкости монтажных соединений относительно подложки (для ИМС это есть емкость металлической или поликремниевой разводки) и т.д. В соответствии с рисунком 1.54 сумма всех этих паразитных емкостей описывается эквивалентной нагрузочной емкостью C_Н. В реальных ключах ее величина не превышает единиц пикофарады.

Переходные процессы в цифровом ключе на ПТ с резистивной нагрузкой при подаче на вход отпирающего прямоугольного импульса описываются временные диаграммами в соответствии с рисунком 1.56.

Рисунок 1.56 – Переходные процессы в ключе на ПТ

Эти процессы имеют очень сложный характер при открытии и закрытии ПТ. Процесс, протекающий при открытии можно разделить на три этапа. В исходном состоянии (в момент времени t = 0) выходная нагрузочная емкость С_Н заряжена до напряжения U_П. При подаче управляющего напряжения U_ЗИ+ транзистор открывается и через его канал происходит разряд выходной емкости. На первом этапе формируется проводящий канал. Точным расчетом можно показать, что время формирования канала линейно зависит от сопротивления источника управляющего напряжения R_Г, которое на схеме в соответствии с рисунком 1.54 (а) должно быть последовательно с сопротивлением затвора R_З включено во входную цепь. Если ключ управляется идеальным источником напряжения (R_Г  0), то временем задержки можно пренебречь.

В начале второго этапа рабочая точка в соответствии с рисунком 1.55 скачком переходит из положения А в положение А₁. Это объясняется тем, что выходное напряжение U_ВЫХ не может мгновенно уменьшиться из-за влияния емкости С_Н, для разряда которой требуется определенное время. По мере разряда емкости С_Н через открытый канал током I_P, текущим в выходной цепи от источника питания, рабочая точка перемещается из положения А₁ в положение А₂. При работе ПТ в пологой области идеализированная ВАХ описывается уравнением, которое, перейдя к мгновенным значениям напряжений и тока, можно записать в виде

. (1.90)

В этом случае справедливо соотношение .

Переходя в формуле к конечным приращениям и учитывая начальные условия (t = 0, U_CИ = -U_П; t = t_ПОЛ, U_СИ = -(U_ЗИ– U_ПОР) можно найти время нахождения транзистора в пологой области

. (1.91)

С учетом взаимосвязи параметров для ПТ

К_ПТ = S / (U_ЗИ – U_ПОР) (1.92)

искомое время второго этапа примет вид

. (1.93)

На третьем этапе транзистор работает в крутой (омической) области характеристик. Рабочая точка перемещается за время t_КРУТ из положения А₂ в положение В. На этом этапе транзистор представляет собой омическое сопротивление R_{i ОТКР} = U_ОСТ/I_{C ОТКР}. Время t_КРУТ может быть оценено с помощью известного соотношения для элементарной RС-цепочки: t_КРУТ  2,3 R_{i ОТКР} С_Н. Таким образом полное время включения транзистора с идеальным источником входного напряжения есть t_ВКЛ = t_ПОЛ. + t_КРУТ.

Из приведенного анализа следует, что для уменьшения времени включения необходимо выбирать транзисторы с большими значениями крутизны S и малыми пороговыми напряжениями U_ПОР.

Процесс выключения ПТ можно разделить на два характерных этапа. Сначала при уменьшении входного напряжения по модулю ниже порогового значения U_ПОР рабочая точка (в соответствии с рисунком 1.55) переходит из положения В в положение В₁. При малых значениях R_Г время данного этапа пренебрежимо мало. Затем происходит заряд емкости С_Н через резистор нагрузки R_Н от источника U_П. На этом этапе ключ моделируется элементарной RС-цепью. Следовательно, время выключения можно определить по известной формуле t_ВЫКЛ  2,ЗR_НС_Н.

Время выключения рассмотренного ключа обычно существенно больше времени включения, так как сопротивление R_Н обычно велико (R_Н > R_{i ОТКР}). В практических случаях следует учитывать, что быстродействие ключа существенно зависит от элементов управляющей цепи. В частности, при высокоомном сопротивлении источника сигнала цепи затвора ключ будет иметь время включения и выключения, в основном зависящее от сопротивления и эквивалентной емкости входной цепи затвора С_{ЗИ Э}: t_ВКЛt_ВЫКЛ2,ЗС_{ЗИ Э} R_З.

Таким образом, высокого быстродействия ключей на полевых транзисторах можно добиться при использовании низкоомных источников напряжения сигнала, а также транзисторов с малыми междуэлектродными емкостями, малыми сопротивлениями канала в открытом состоянии и при работе на низкоомные нагрузки. Однако следует иметь в виду, что уменьшение сопротивления нагрузки сопровождается ростом остаточного напряжения U_ОСТ, что нежелательно, так как приводит к уменьшению логического перепада уровней и снижению помехоустойчивости ключа.

Избежать указанных недостатков удается, если использовать схему комплиментарного ключа в соответствии с рисунком 1.54 (б). Принцип работы такого ключа заключается в следующем. При отсутствии управляющего напряжения на входе (U_ЗИ = 0) транзистор VT2 закрыт и, следовательно, выходное напряжение U_ВЫХ  U_П, так как это напряжение прикладывается ко входу транзистора VТ1 и поддерживает его в открытом состоянии. Ток, потребляемый ключом, крайне мал, так как практически определяется сопротивлением утечки открытого канала транзистора VT2.

При подаче на вход ключа управляющего напряжения U_ВХ = -U_П транзистор VТ1 закрывается, а VТ2 открывается. Это приводит к уменьшению выходного напряжения (U_вых = 0). Ток, потребляемый ключом в этом случае, крайне мал, так как определяется током утечки закрытого канала транзистора VT1. Таким образом, рассматриваемый ключ отличается высокой экономичностью: мощность потребляется только во время переключения и возрастает с частотой переключения. Заряд и разряд емкости С_Н в таком ключе происходит через сопротивления каналов транзисторов, находящихся в открытом состоянии. Следовательно, ключ обладает повышенным быстродействием.

Следует отметить, что при одинаковых геометрических размерах ключи на полевых транзисторах имеют существенно большие сопротивления в открытом состоянии (R_{i ОТКР}  1/S₀, где S₀ — справочное значение крутизны ПТ).

Получить малые R_{i ОТКР} удается, если применить мощные ПТ, в которых используются либо параллельное соединение большого числа элементарных ячеек, либо конструкция специального типа с коротким каналом. В частности, высокими коммутационными свойствами обладают мощные ПТ серий КП901...КП913, способные коммутировать большие токи и обладающие высоким быстродействием.