4.6.2 Балансные смесители

Балансные транзисторныесмесители(БТС) состоят из двух одинаковых транзисторных каскадов в сочетании с мостовыми устройствами. В отличие от балансных усилителей в БТС имеется дополнительная возможность балансировки подбором фазы гетеродина. В балансных смесителях применяются синфазные, квадратурные и противофазные мостовые устройства.

Схема балансного смесителя на рис.4.21 содержит пару двухзатворных полевых транзисторов Шотки (ДЗПТШ) и два противофазных мостовых устройства (ПМУ) на входе и выходе. Смесительные транзисторы возбуждают­ся источником сигнала противофазно, а гетеродином — синфазно. Выходные колебания промежуточной частоты на стоках противофазные, по­этому их надо суммировать с помощью противофазного мостового устройства (ПМУ).

Рис. 4.21 – Балансный смеситель:

ПМУ – противофазное мостовое устройство

В схе­ме на рис.4.21 функцию выходного ПМУ выполняют два фазовращателя Фв с об­щим сдвигом фаз 180° и сумматор . Балансные транзисторные смесители (БТС) существенно ослаб­ляют побочные каналы приема с четными гармониками вход­ного сигнала. В частности, подавляются каналы полузеркальной частотыf_ПЗ = f_С ± 0,5f_ПР. Как и балансные усилители, балансные транзисторные смесители (БТС) обладают большим динамическим диапазоном и лучшим коэффициентом стоячей волны по сравнению с несимметричными схемами смесителей на одном транзисторе.

4.6.3 Кольцевые смесители

Кольцевые транзисторные смесители строятся на основе двух балансных смесителей. Кольцевые смесители подавляют побочные каналы приема с четными гармониками и сигнала, и гетеродина. По сравнению с БТС они обладают лучшими характеристиками по мощности насыщения и интермодуляционным искажениям, по­являющимся при воздействии нескольких высокочастотных помех.

В балансных и кольцевых преобразователях не подавляются каналы зеркальной частоты. Их ослабляют с помощью полосовых фильтров (ПФ) в пре-селекторе, но часто требования к характеристикам таких фильт­ров технически невыполнимы, особенно при низкой промежуточ­ной частоте f_ПР« f_С. Для подавления каналов зеркальной частоты (ЗЧ) строятся дву­канальные компенсационные схемы, аналогичные схеме на рис.4.14. Компенсационные схемы составляются из двух смеси­телей, в качестве которых могут быть использованы любые из рас­смотренных схем, в сочетании с фазовращателями. Вариант двуканаль­ного компенсационного смесителя на 2-хзатворных ПТ с подав­лением ЗЧ – на рис.4.23. В качестве формирователя квадратур на входе смесителя используются первое квадратурное мостовое устройство (КМУ-1), а в качестве квадратурного сумматора колебаний промежуточной частотыf_ПР на выходе ПЧ используются второе квадратурное мостовое устройство (КМУ-2).

Рис. 4.23 – Компенсационный ПЧ с подавлением зеркальных каналов:

КМУ – квадратурное мостовое устройство; СН – согласованная нагрузка

Блоки КМУ обеспечивают фазовые сдвиги на 90° между выходными сигналами, улуч­шают согласование смесителя с источником сигнала и нагрузкой. КМУ-1 обеспечивает подачу сигнала на первые затворы транзисторов со сдвигом 90°, колебания гетеродина подаются на вторые затворы тех же тран­зисторов в одинаковой фазе. Как и в схеме на рис. 4.14 полезные продукты пре­образования на выходе второго КМУ (рис. 4.23) складываются синфазно, а колебания зеркальной частоты гасятся в согласованной нагрузке.

При описании сложных процессов, протекающих в преобразо­вателях СВЧ, их необходимо рассматривать в виде многочастот­ной системы, характеризующейся многократным взаимодействием колебаний различных частот. Аналитическое рассмотрение боль­шого числа взаимодействующих на нелинейном элементе частот является весьма сложной задачей. Поэтому при анализе исполь­зуется линеаризация характеристик преобразовательных элементов (ПЭ) относительно колебаний сигнала и ком­бинационных частот. Уровни этих колебаний полагаются малыми по сравнению с уровнем колебаний гетеродина. Тогда ПЭ в режиме преобразования можно представить квазилинейным мно­гополюсником. Число полюсов многополюсника определяется чис­лом взаимодействующих частот и степенью сложности эквива­лентной схемы транзисторного ПЭ.

Большой разброс параметров выпускаемых промышленностью транзисторов СВЧ, значительная зависимость параметров преоб­разования от режимов работы, способа подачи колебаний гетеро­дина на транзистор и уровня мощности гетеродина затрудняют непосредственное использование структурных моделей и их экви­валентных схем при проектировании преобразователей СВЧ.

Для расчета транзисторных преобразователей используется ап­парат параметров рассеяния, однако в отличие от S-параметров в режиме усиленияS_n-параметры транзистора в преобразователь­ном режиме связывают расходящиеся от транзистора и сходящие­ся к нему нормированные волны напряжений не одинаковых, а разных частот. Бесструктурная модель транзистора в режиме мно­гочастотного преобразования представляется в виде многополюс­ника, описываемого системой уравнений вS_n-параметрах на раз­личных частотах. В общем случае эта система громоздка. На двух частотах – сигнальной и промежуточной – преобразователь частоты рассмат­ривается как линейный 4-хполюсник и для его расчета приме­няются формулы, полученные для транзисторного усилителя СВЧ с заменой усилительных параметров на преобразовательные.

134