2.5 Мультипликативные помехи

2.5.1 Физические причины возникновения мультипликативных помех. Реальные радиоканалы (ВЧ с ионосферным отражением, ОВЧ с ионосферным рассеянием, дальним тропосферным рассеянием) обладают памятью.

Неоднородности среды распространения, порождающие отражения радиоволн, наличие в тракте передачи энергоемких реактивных элементов вызывают отклонения от идеальной передаточной функции канала в занимаемой полосе частот и растягивание во времени (рассеяние) отклика канала на приемной стороне по сравнению с длительностью переданного сигнала. Полное описание временного рассеяния сигналов в линейном канале дает его импульсная характеристика g(t, ), представляющая собой отклик канала на единичный импульс,  (t₁ – t + ), поданный в момент t₁ = t – . Мерой временнόго рассеяния служит длительность g(t, ) по . Отклонение g(t, ) по форме от функции Дирака  (), приводит к наложению случайных откликов канала на отдельные отсчеты сигнала, т. е. к внутрисигнальной интерференции (ВСИ) и, как следствие, к искажению формы принимаемых сигналов. Одновременно возникает межсимвольная интерференция (МСИ), вызывающая взаимные помехи между соседними элементами сигнала. Величина ВСИ зависит от ширины спектра сигнала F_C и длительности Т_ИХ их импульсной характеристики канала; при F_C Т_ИХ « 0,5 искажения формы сигнала незначительны (каналы с «гладкими» замираниями). Величина межсимвольной интерференции зависит от соотношения Т_ИХ и длительности элементарного сигнала Т_С. При Т_ИХ «Т_С наблюдаются только краевые искажения, которые можно устранить при приеме, исключая пораженные участки сигналов.

Физические факторы, вызывающие временное рассеяние сигналов, подвержены случайным изменениям. Поэтому форма g(t, ) зависит от времени t, а переданный сигнал в процессе прохождения по каналу претерпевает паразитное преобразование, подобное модуляции.

Если в системе связи применяется частотное разделение каналов, то рассеяние по частоте может вызвать перекрытие частотных спектров сигналов и, как следствие, взаимные помехи между каналами. Увеличению частотного рассеяния способствуют такие факторы, как доплеровский сдвиг частоты при относительном перемещении источника и приемника сигналов, а также нестабильность частоты генераторного оборудования каналообразующей аппаратуры.

Перегрузка тракта модуляции или выходного каскада РПдУ, а также нелинейные эффекты в УТ радиоприемника придают каналу нелинейность и приводят к дополнительным помехам приему сигналов. Наконец, диэлектри-ческие неоднородности среды распространения искажают плоский фронт радиоволны, что проявляется в виде пространственного рассеяния. При этом в точке приема возникает сложная интерференционная картина замираний, когда напряженность поля зависит от несущей частоты сигнала, времени и вектора R координат точки приема. В результате каждая из системных характеристик канала приобретает еще векторный аргумент R. Перечисленные виды рассеяния образуют мультипликативные помехи, поскольку передаточная функция канала играет роль сомножителя при принимаемом сигнале. Кроме того, на принимаемый сигнал накладываются аддитивные помехи. От мультипликативных помех нельзя избавиться путем наращивания мощности передатчика. Ошибки возможны даже при отсутствии аддитивных помех. Этот эффект характеризуется так называемой несократимой вероятностью ошибок.

2.5.2 Способы ослабления мультипликативных помех

Замирания сигналов в каналах с рассеянием представляют собой нестационарные случайные процессы. 0днако для коротких временных интервалов приближенно их можно считать квазистационарными процессами с сохраняющимися от интервала к интервалу времени законами распределения, но с изменяющимися значениями числовых параметров. Замирания в пределах таких интервалов принято называть быстрыми, а изменения в их пределах средних по времени значений уровней сигналов — медленными. Быстрые замирания в зависимости от частотного диапазона канала, условий распространения радиоволны длятся от десятых долей секунды до 10с и вызываются в основном случайными амплитудными и фазовыми соотношениями интерферирующих радиоволн при многолучевом распространении. Медленные замирания обусловлены поглощением и рассеянием энергии радиоволн в атмосфере.

Для борьбы с мультипликативными помехами используются различные способы, эффективность которых зависит от физической природы межсимвольной интерференции. Если рассеяние сигналов обусловлено только фазочастотными факторами, то применяется фазовая коррекция канала; для ослабления искажений, вызванных пространственным рассеянием, эффективен прием сигналов на несколько разнесенных антенн.

Селективные замирания характерны для многолучевых радиоканалов. Разность хода сигналов в отдельных лучах вызывает фазовый сдвиг, зависящий от частоты. В результате на одних частотах возникает благоприятное, а на других – неблагоприятное соотношение фаз лучей, причем эта интерференционная картина случайным образом изменяется во времени.

Фактор многолучевости влияет на помехоустойчивость приема сигналов. С одной стороны, интерференционные искажения снижают достоверность демодуляции сигналов; с другой стороны, наличие нескольких разнесенных во времени сигналов, отображающих одно и то же сообщение и замирающих независимо, несет в себе потенциальную возможность повышения помехоустойчивости. Последствия многолучевости можно направить на ее обращение в полезный фактор, повышающий помехоустойчивость по сравнению с однолучевыми каналами с замираниями. Для повышения помехоустойчивости используются методы пространственного, частотного или корреляционного разделения лучей.

При пространственном разделении лучей используются остронаправленные приемные антенны с автоматической перестройкой диаграммы направленности в вертикальной плоскости. Такие антенны сравнительно просты в конструктивной реализации в диапазонах СВЧ и выше.

При частотном разделении лучей элементы сигнала передаются на различных смежных частотах, что позволяет разделить мешающие отклики канала с помощью резонансных фильтров. Такой принцип требует большого расхода частотного ресурса, затрудняет цикловую синхронизацию генераторов и приемных фильтров и ухудшает электромагнитную совместимость (ЭМС) радиолиний.

При корреляционном разделении лучей используются широкополосные сигналы с базой Б_С = 2П_СТ_С » 1 в качестве переносчика сообщений. Сигналы с разностью хода лучей Δt при П_С Δt » 1 оказываются практически ортогональными на интервале длительности единичного элемента Т_С. В радиоприемнике реализуются: разделение ортогональных образцов сигнала, совмещение их во времени, взвешенное когерентное сложение и некогерентное детектирование. Такая обработка дает заметный выигрыш в помехоустойчивости в каналах с замираниями. Здесь используется эффект накопления сигналов отдельных лучей, содержащих регулярную составляющую значительной величины, и меньшая глубина замираний в одном луче на фиксированной частоте по сравнению с замираниями суммарного сигнала всех лучей. Однако повышение помехоустойчивости широкополосных систем с корреляционным разделением лучей достигается ценой снижения удельной скорости передачи. Проблема заключается в реализации операции «модуляция-демодуляция» сигнала, инвариантной к многолучевости. Системы передачи, в которых решается эта задача, можно разделить на три группы: 1) с инвариантными характеристиками, сохраняющими устойчивость показателей качества в некотором диапазоне мгновенных значений параметров канала – это достигается выбором структуры сигнала и вида модуляции, слабо подверженных искажениям рассеяния (составные широкополосные сигналы); 2) с адаптивной коррекцией канала или сигнала – этой цели служат приемный оцениватель системной характеристики канала, корректор формы импульсной характеристики или передаточной функции канала, оцениватель информативного параметра сигнала; 3) с оценкой текущего состояния канала и оптимальной демодуляцией сигнала – здесь перспективны процедуры приема сигнала «в целом» с последовательным принятием, решения.

2.5.3 Пространственно разнесенный прием сигналов

Для повышения помехоустойчивости приема сигналов используется угловое, временное, частотное и пространственное разнесение. В основе, этих способов лежит идея ослабления статистической взаимосвязи сигналов при их разнесении, т. е. уменьшения коэффициента корреляции замираний при увеличении параметра разнесения _Р. В зависимости от вида разнесения параметр _Р нормируют в долях диаграммы направленности приемной антенны, разнесения несущих частот сигналов, разнесения временных интервалов передачи одноименных реализаций сигналов пространственного разнесения приемных антенн. Последний способ получил наибольшее распространение; при этом антенны обычно располагаются поперек трассы связи в горизонтальной плоскости, что сокращает размеры антенного поля, на расстоянии _Р  (10 ... 50)  друг от друга.

Энергетическую эффективность различных способов разнесения

удобно оценивать относительно одиночного приема по отношению

сигнал/помеха h²_cq = h²_c1/q^, требуемому для обеспечения заданной верности приема (ограничения вероятности ошибки), где q — кратность разнесения (число приемных антенн при пространственно разнесенном приеме);  — коэффициент снижения мощности сигнала при разнесении. При угловом и пространственном разнесении  ==0, при временнόм  ==1, при частотном с общим радиопередатчиком 1<  2.

Результирующий сигнал при пространственном разнесении

u_CP(t) = _i [_i (t) x(t) + n(t)],

где x(t) —переданная реализация сигнала; _i (t) —коэффициент передачи i-го параллельного канала; _i — коэффициент, зависящий от алгоритма формирования результирующего сигнала; п(t) — аддитивная помеха. При экстремальном алгоритме _i = 1 для i = j и _i = 0 для i  j, где индекс j соответствует каналу с наибольшим превышением сигнала h²_{C j} = h²_Cmax, а сигналы остальных каналов не учитываются при обработке. При пороговом алгоритме коэффициенты _i, по-прежнему определяются теми же условиями, но индекс j соответствует любому каналу, для которого в данный момент

h²_{C j} = h²_Cдоп, и этот канал используется до тех пор, пока превышение

сигнала h²_{C j} не упадет ниже допустимого h²_Cдоп.

Использование только одного из параллельных каналов и отбрасывание остальных, среди которых могут быть каналы удовлетворительного качества – существенный недостаток обоих алгоритмов. При линейном сложении все _i =1 (i = 1, q), т. е. все параллельные каналы, в том числе и с низким качеством, на одинаковых правах участвуют в формировании выходного сигнала. При взвешенном сложении значения _i выбираются в зависимости от качества канала. Поэтому такой алгоритм наиболее рациональный; при этом независимо от способа приема в парал-

лельных каналах (когерентный, некогерентный) взвешенные сигналы складываются синхронно и синфазно.

Разнесенный прием сигналов повышает помехоустойчивость связи в каналах с замираниями. Вероятности искажения ортогональных двоичных сигналов для некогерентного одиночного и сдвоенного приемов при замираниях по закону Накагами описываются выражениями

р₀₁ = (2т)^m/ 2(2m + h_C²)^m;

р₀₂ = (2т)^m/[4m + (2 + 2m) h_C²]^m/ [4(2m + h_C²)^2m+1.

Анализ характеристик помехоустойчивости р₀₁ = (m, h_C²) и р₀₂ = (m, h_C²) свидетельствует об эффективности сдвоенного приема, которая резко повышается с увеличением параметра m, а энергетический выигрыш растет с увеличением заданного значения р₀ и уменьшением m.

Центральная задача технической реализации алгоритма взвешенного сложения – это вычисление весовых коэффициентов _i параллельных каналов. Двухэтапные процедуры вычисления _i – по некоторому параметру сигнала (отношение сигнал/помеха, величина краевых искажений посылок и др.) оценивается качество канала, а затем с помощью дополнительных алгоритмов по этой оценке определяется значение _i. Такие процедуры усложняют аппаратуру, ухудшает ее массогабаритные показатели, что особенно существенно для корреспондентской аппаратуры подвижных радио-служб.

Одноэтапные процедуры, основаны на функциональном преобразовании параметров сигналов параллельных каналов и использовании его для технического синтеза вычислителя коэффициентов _i.

Пусть в каждом i-м параллельном канале имеется устройство оценки информационного параметра _i сигнала и известна плотность распределения вероятностей W_i(_i, h²_Ci) на его выходе, где h²_Ci —отношение сигнал/ помеха. Вид W_i () может, быть найден теоретически или экспериментально для конкретных параметров и должен отражать изменения величины h²_Ci. Для синтеза вычислителя весовых коэффициентов должны быть установлены однозначные зависимости _i(h²_Ci). Выходной сигнал S_i(t) устройства оценки параметров подвергнем функциональному преобразованию . Тогда сигнал на выходе преобразователя х_i =  (S_i) имеет плотность распределения W_i (х_i, h²_{C i} ) и определяется на некотором интервале [a _i, b _i] при заданной доверительной вероятности. Выражение для определения _i принимает вид интегрального уравнения Фредгольма первого рода:

 (S_i) W_i (х_i, h²_{C i} )d S_i = _i(h²_Ci)

с ядром W_i (), в качестве которого целесообразно использовать совместную плотность распределения пар параметров сигнальных посылок (например, амплитуды и фазы и др.). Вычисленные таким способом коэффициенты _i обеспечивают выигрыш помехоустойчивости по сравнению с линейным сложением параллельных каналов не менее 3 дБ. Вычислитель может быть реализован на базе микроЭВМ.

67