Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:
Скачиваний:
114
Добавлен:
26.05.2014
Размер:
83.97 Кб
Скачать

2.2 СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ ПОМЕХИ

Излучения РПдУ в частотных полосах, выделенных службам связи и вещания, – основной мешающий фактор, определяющий качество принимаемых сообщений. Радиочастотный ресурс объективно ограничен, и его емкость уже не достаточна для растущих потребностей цивилизации. При анализе частотной избирательности РПрУ необходимо учитывать степень перегруженности радиоканалов помехами. Источники станционных электромагнитных помех статистически независимы. Вероятность попадания помех в полосу частот П подчиняется закону Пуассона

p(NП, П ) = (3П)Nпexp(–3П )/NП!;

здесь 3 – коэффициент средней загрузки частотной полосы.

В перегруженных каналах (3»1) плотность станционных помех велика. Вероятностные законы распределения станционных помех по оси частот существенно отличаются для различных диапазонов. Для ВЧ каналов удовлетворительную аппроксимацию дает Г-распределение

w(f) = +1 f exp(–f )/ ,

где параметры  и зависят от частоты и для полосы 2...30 МГц составляют

  0,25 и  2. Для более высоких частот распределение w(f) близко к равномерному.

2.2.1 Излучения радиопередатчиков делятся на основные и нежелательные (паразитные). Спектр мощности излучения на присвоенной частоте, лежащий в пределах полосы ПН, минимально необходимой при данном классе излучения сигналов для передачи сообщений с требуемым качеством, образует основное излучение. Излучения, лежащие вне полосы ПН, составляют группу паразитных излучений — внеполосных, побочных и шумовых.

Внеполосные излучения обусловлены процессом модуляции и занимают полосу частот, непосредственно примыкающую к ПН; поэтому занимаемая полоса частот ПЗ > ПН. Такие излучения могут создавать помехи по соседнему каналу приема. Полосу ПЗ определяют на уровне X присвоенной частоте. Для контроля и нормирования внеполосного излучения служит контрольная полоса частот ПК, отсчитываемая на уровне X = – 30 дБ. Линия, проходящая через допустимые значения уровней излучения X, называется ограничительной. Значения ПН, ПК и координат ограничительной линии для различных классов излучения сигналов нормированы. Это позволяет строить графически модели огибающей спектра основного и внеполосного излучений, не прибегая к громоздким аналитическим выкладкам.

Побочные излучения вызываются нелинейными процессами в тракте формирования высокочастотных сигналов. К ним относятся излучения на гармониках (fn = nf0), на субгармониках (fn = f0/n) комбинационные, интермодуляционные. Нормы на такие излучения установлены в диапазоне 10 кГц... 960 МГц.

Модель излучений на гармониках имеет вид

PГИ(fn) = PОИ(f0) + VГИlgn + AГИ, (2.1)

где PОИ — мощность основного излучения, дБмкВт; VГИ — коэффициент скорости убывания огибающей спектра излучения по мере отстройки от частоты f0, дБ/дек; AГИ — постоянный коэффициент ослабления излучения на гармониках относительно основного, дБ.

Излучения на субгармониках характерны для РПдУ, у которых используются умножение и деление частоты стабильных низкочастотных колебаний. Для их оценки также используется модель (2.1).

Комбинационные излучения частот fКИ = q1 f1 q2 f2 возникают при формировании высокочастотных сигналов путём нелинейных преобразований колебаний опорных частот f1 и f2 в диапазонных возбудителях. Такие излучения аппроксимируются моделью

PКИ( f ) = PОИ(f0) + VКИlg(fКИ /f0) + AКИ.

Для РПдУ ВЧ диапазона при 1,001 < fКИ /f0 < 1,1

VКИ = – 160 дБ/дек; AКИ = – 39 дБ.

Электромагнитное взаимовлияние нескольких РПдУ, работающих на близко расположенные антенны, приводит к возникновению интермодуляционных излучений частот fКИ = q1 f01  …  qm fm.

Число интермодуляционных составляющих быстро увеличивается с ростом порядка интермодуляции

r = | q1| + ... + | qm|

и числа РПдУ, однако, их мощность с ростом r быстро убывает.

Паразитные излучения возникают также из-за конструктивных дефектов аппаратуры при самовозбуждении колебаний на частотах; отличных от f01.

Шумовые излучения обусловлены собственными шумами, модулирующими несущее колебание. Уровень таких излучений аппроксимируется моделью

PШИ(f ) = PОИ(f0) + VШИlg(2f 3) + AШИ, (2.2)

где f – отстройка от частоты f0, Гц. Для передатчиков ВЧ и ОВЧ

диапазонов; значения коэффициентов модели составляют соответственно: VШИ  7 и 10 дБ/дек и AШИ  80 и 70 дБ. Мощность PШИ нормируется относительно PОИ и выражается в децибелах. Для этого с помощью (2.2) следует оценить уровень PШИ, а затем найти абсолютное, значение мощности шумового излучения и выразить его относительно абсолютной мощности основного излучения.

Мерой нестабильности присвоенной частоты РПдУ служит допустимое отклонение частоты f ДОП. Для РПдУ с жестко регламентированной нестабильностью нормы отклонения частоты установлены в герцах, в остальных случаях – в миллионных долях несущей частоты.

2.2.2 Восприимчивость радиоприемников к станционным помехам характеризует способность РПрУ работать без недопустимого ухудшения показателей при действии внешних помех по различным входам – антенне, цепям питания и заземления, технологическим отверстиям и т.д. Норма восприимчивости – это максимальный уровень помех, при котором РПрУ функционирует заданным качеством. Понятие восприимчивости учитывает действие помех как в основном (ОКП), так и в побочных (ПКП) каналах приема. Параметры восприимчивости: частотная избирательность; коэффициенты блокирования и перекрестной модуляции сигналов, взаимной модуляции помех; динамический диапазон.

Значение восприимчивости – величина, случайная, а ее среднее значение на частоте f0 удовлетворительно аппроксимируется моделью

В( f ) = PАО( f0) + VВlg(f / f0) + AВ,

где PАО — реальная чувствительность на частоте настройки f0, дБмкВт;

VВ — коэффициент, характеризующий изменение восприимчивости по мере отстройки от частоты f0, дБ/дек; AВ — постоянный коэффициент ослабления восприимчивости на частоте f относительно восприимчивости на f0, дБ.

Для побочных каналов приема (ПКП), образуемых второй и третьей гармониками сигнала, значения AВ следует увеличить на 15 и 20 дБ соответственно; при преобразовании частоты на гармониках гетеродина этого делать не следует.

На практике можно использовать эмпирическое выражение для восприимчивости:

В = 24 + 20lgП – 10lgRA – 10lgPA0пор,

где П – полоса пропускания УПЧ, Гц; RA – активное сопротивление антенны, Ом;

PA0пор – пороговая чувствительность в антенне, дБмВт.

Для эксплуатационной характеристики РПрУ диапазон значений В иногда условно делят на области: невосприимчивости (60...80 дБмВт), относительной невосприимчивости (81...110), слабой восприимчивости (111...140), средней восприим-чивости (141 ... 170), высокой восприимчивости (171 ... 200).

2.2.3 Ослабление сосредоточенных помех в радиоприемниках – ослабление действия станционных помех. Для подавления сосредоточенных помех применяются: селекция сигналов во входных устройствах и в тракте промежуточной частоты; оптимальная фильтрация; интегральный прием; порогопонижающие способы приема сигналов с угловой модуляцией; предыскажения сигналов; малоинерционная АРУ; компенсация помех, робастные алгоритмы обработки сигналов.

Вблизи мощного источника помех наводимая в антенне РПрУ ЭДС может достигать 100 В и более, что может привести к повреждению усили-тельных приборов в тракте радиочастоты (РЧ). Для предотвращения таких повреждений на входе устанавливаются пороговые реле, регулируемые аттенюаторы, режекторные фильтры. Аттенюаторы, управляемые пороговой системой АРУ, снижают уровень входных сигналов на 2... 40 дБ ступенями обычно по 10 дБ и позволяют не только предотвратить повреждение усилительных приборов, но и расширить динамический диапазон РПрУ по соседнему каналу.

Пространственная и поляризационная селекция сигналов технически наиболее просто осуществима в ВЧ—ГВЧ диапазонах. В диапазонах ОНЧ—ВЧ реализация регулируемой диаграммы направленности антенны технически затруднительна, и, кроме того, на этих частотах проявляется деполяризация радиоволн магнитным полем Земли и водными образованиями в атмосфере.

Частотная селекция требует высокой избирательности трактов радио- и промежуточной частоты. Криогенные преселекторы ВЧ диапазона обладают добротностью (3...6)105, что при относительной расстройке от несущей частоты на 1 % позволяет ослабить помехи на 50...70 дБ.

Эффективное средство борьбы с сосредоточенными помехами – оптимальная фильтрация. В зависимости от вида функции, связывающей сообщение a(t) с сигналом x[t, a(t)], оптимальные фильтры могут принадлежать к классу линейных или нелинейных. Структура фильтра может быть синтезирована на основе марковской или гауссовой модели получения текущей оценки â(t) на выходе фильтра, а также формирования оценки «в целом». Марковская модель применима для негауссовых сигналов и помех, что отвечает большинству реальных условий. Гауссову модель целесообразно использовать при высокоточных измерениях параметров сигналов при гауссовых помехах. Модель с оценкой «в целом» базируется на гауссовости сообщения a(t) и приводит к следящему фильтру с дискретными звеньями. Несмотря на различие методических подходов, сложность реализации оптимальных фильтров во всех случаях примерно одинакова.

Частотная характеристика оптимального фильтра при белых гауссовых шумах должна быть согласована (комплексно сопряжена) со спектром сигнала. Такой фильтр обеспечивает на выходе максимальное отношение сигнал /шум. Условие физической осуществимости согласованного фильтра заключается в том, что его импульсная функция hФ(t), определяющая по Лапласу передаточную функцию

КФ(p) = hФ(t) ехр(pt)dt,

может отличаться от нуля только при t > 0 и, кроме того, должна быстро  не медленнее, чем функция ехр(t2), стремиться к нулю при t  . Это затрудняет реализацию согласованного фильтра для сигналов сложной формы. На практике используют квазисогласованные фильтры (КСФ), полоса пропускания которых ПКФ для сигналов различной формы удовлетворяет соотношению ПКФ ТС = 0,4... 1,37. Такие фильтры обеспечивают несколько меньшее превышение сигнала над шумом на выходе, чем согласованные фильтры. При длительных (ТП » ТС) сосредоточенных помехах величина превышения

h2СКФ  0,82 h2Сmax, (2.3)

где h2Сmax – максимально возможное превышение сигнал/помеха.

При кратковременных (ТП < ТС) сосредоточенных помехах величина превышения

h2СКФ  0,82 h2Сmax/[1– ехр(2,6qTt)],

где параметр qT = ТПС.

Интегральный прием может осуществляться в трактах усиления видео- и промежуточной частоты. В тракте усиления промежуточной частоты в качестве интегрирующих фильтров обычно используются LС-контуры с параллельным (интегрирование по напряжению) или последовательным (интегрирование по току) включением. Додетекторное интегрирование более эффективно, так как позволяет увеличить отношение сигнал/помеха на входе детектора.

Центральная задача интегрального приема – обеспечение синхронной передачи гасящих импульсов в момент окончания сигнала. Периодическая коммутация интегрирующего звена приводит к тому, что его частотная избирательность определяется динамической полосой пропускания ПД, отличающейся от статической полосы при некоммутируемом режиме работы. Например, для интегратора на одиночном резонансном контуре

ПД = ПЭФ cth(ПЭФ ТС),

где ПЭФ =1,57 П0,7 — эффективная полоса пропускания контура, определяемая полосой на уровне 0,7.

При этом превышение сигнала на выходе интегратора

h2СИ = И h2Сmax,

где И = th(ПЭФТС)/ (ПЭФТС) – коэффициент энергетической эффективности интегратора.

При ПЭФТС = 0,2 и 0,6 имеем И = 0,99 и 0,9; при ПЭФ = 1/5ТС такой интегратор практически реализует предельное превышение сигнала – эквивалентен оптимальному (согласованному) фильтру; при ПЭФ = 1/2ТС превышение сигнала отличается от предельного значения не более чем на 10%.

Помехоустойчивость интегрального приема при сосредоточенных помехах зависит от их длительности. Длительную помеху (ТП » ТС) можно представить в виде

uП(t) = UПmsin(C  P)t

или uП(t) = A (P; t)sin C tC (P; t)cosCt,

где функции A () = UПmcosPt; С () = UПm sin Pt; P – угловая расстройка помехи относительно частоты сигнала.

На выходе интегратора в момент окончания сигнального импульса t = ТС амплитуда помехи

UПИm(fP; t) = UПm ТС sin (f ТС)/(f ТС).

На частоте сигнала (fP = 0) имеем UПИm(0) = UПmТС, что обусловлено линейностью операции интегрирования. В момент t = ТС амплитуда сигнала на выходе интегратора UСИm = UСmТС соответственно – превышение сигнала, реализуемое интегратором h2СИ = h2Сmax. Таким образом, при длительных сосредоточенных помехах интегральный прием дает выигрыш по сравнению квазисогласованным фильтром (КСФ) в 1,22 раза.

При кратковременных сосредоточенных помехах (ТП < ТС) средняя по ансамблю мощность помех на выходе интегратора

РПИ = 2UПmТП [sin (f ТП)/(f ТП)]2d(fP2).

При этом превышение сигнала h2СИ = qTh2Сmax.

Из (2..3) видно, что коэффициент. При qT = 1 коэффициент И  1,74, а при помехах очень малой длительности И  7,9.

Значения qT могут быть и больше, и меньше 1, поэтому для каналов с постоянными параметрами реальны значения И = 1, 2, ..., 3; в каналах с замираниями эффективность интегрального приема возрастает.

Прием ЧМ сигналов при наличии помех сопровождается пороговым эффектом. Типичная зависимость изменения превышения сигнала h2С2 на выходе демодулятора от входного значения h2С1 и индекса модуляции тr показана на рис. 2.1.

Образование пороговой области вызвано тем, что слабые помехи вызывают незначительные флуктуации мгновенной частоты суммарного колебания относительно промежуточной частоты; при интенсивных помехах фазовая ошибка может достигать большой величины, и на выходе демодулятора появится короткий выброс напряжения мгновенной частоты с равномерным спектром, что вызывает при малом h2С1 рост спектральной плотности помех в низкочастотной области.

Рис.2.1 – Пороговый эффект

Искривление характеристик происходит плавно, и в пороговой области для больших тr крутизна спада составляет примерно ехр(– h2С1) и далее наблюдается зависимость h2С2 тr (h2С1)2, что свидетельствует о подавлении сигнала помехой в подпороговой области. Так, при тr =10 изменение h2С1 в пределах 20 ... 10 дБ вызывает уменьшение h2С2 на 40 дБ. Удовлетворительные для практики результаты дает оценка порогового превышения

h2Спор = 4 + 4,76 lg(П/2FM),

где П — полоса пропускания УПЧ; FMверхняя частота модулирующего сигнала. Пороговый эффект наиболее опасен в радиолиниях с низким энергетическим потенциалом при замираниях сигналов. Повышение мощности сигнала и индекса тr сдвигает пороговую область вправо, но ухудшает ЭМС. Поэтому получили распространение порогопонижающие методы прием

а ЧМ сигналов со следящим фильтром в тракте УПЧ и предыскажение рабочих сигналов на передающей стороне линии связи.

Прием со следящим фильтром может быть реализован в виде следящей настройки УПЧ или ФАПЧ гетеродина. Сущность повышения помехоустойчивости при этом заключается в следующем. Пусть параметры ЧМ априори известны и в момент t0 мгновенная частота равна (t0). Тогда при гармонической ЧМ в момент t = t0 + t мгновенная частота

(t) = (t0)  td/dt  (t0)  tДМ,

где М = 2FM — угловая частота модуляции; Д — девиация частоты. Поэтому с помощью узкополосного линейного фильтра УПЧ с регулируемой частотой настройки можно следить за мгновенной частотой принимаемого сигнала. При этом важно, чтобы фильтр имел полосу ПСЛ  2 FM. Напомним, что при обычном некогерентном приеме ЧМ сигналов полоса пропускания УПЧ П  2(1+ тr)FM. Следовательно, снижение уровня шумов на входе демодулятора составляет П/ПСЛ (1+ тr). Аналогичный эффект может быть достигнут при использовании ООС по частоте с фиксированной настройкой УПЧ – управляющее напряжение с выхода детектора подается на гетеродин, осуществляя его частотную модуляцию.

В спутниковых линиях вещания, использующих общую полосу частот с наземными РРЛ, согласно рекомендации МККР применяется предыскажение рабочих сигналов. Сущность способа состоит в искусственном изменении в тракте модуляции уровня спектральных составляющих сигнала с помощью предыскажающего фильтра со специально подобранной АЧХ. Амплитудный спектр речевых сигналов резко неравномерный – на частоте около 400 Гц уровень составляющих превышает их значения на частотах 8...10 кГц на 14...22 дБ. Поэтому уровень высокочастотных составляющих, где влияние помех наиболее сильно, поднимают, а на приемной стороне, линии с помощью корректирующего фильтра выполняется обратная операция.

Разновидностью метода предыскажений является введение в состав передаваемого высокочастотного сигнала так называемых сигналов дисперсии (СД). Этот метод применяется, как правило, в радиолиниях с ЧМ аналоговых и дискретных сигналов с большим индексом модуляции. Детальный анализ влияния сосредоточенных помех в таких линиях сопряжен с громоздкими аналитическими выкладками, поэтому ограничимся качественным описанием метода. При тr » 1 равномерность спектра мощности высокочастотного сигнала существенно зависит от формы модулирующего колебания s(t). Например, при s(t) в виде последовательности прямоугольных импульсов с частотой следования FСЛ в спектре сигнала содержатся компоненты, кратные FСЛ, существенно неодинаковой величины; при s(t) в виде гармонического колебания спектр мощности сигнала сплошной, но также неравномерный.

При модуляции телевизионным сигналом постоянной яркости, спектр содержит дискретные компоненты резко неодинакового уровня, соответствующие строчным синхросигналам, гасящим импульсам и уровню белого. Помехи также могут иметь различную спектральную структуру, компоненты которой по-разному взаимодействуют в РПрУ с составляющими спектра рабочего сигнала. При действии ЧМ помехи на ЧМ сигнал с малым индексом модуляции тrС спектр колебания на выходе демодулятора содержит дискретные и непрерывные участки. Дискретная часть спектра состоит из множества комбинационных компонент, группирующихся около частот, кратных |fС fП| , причем их амплитуды существенно неодинаковые и определяются значениями тrС и тrП, превышением сигнала и h2СП и произведением модифицированных функций Бесселя Ir(k тrС) Ir(k тrП) различного порядка r и k = 1, 2, ..., при этом с уменьшением тrС уровень дискретных составляющих возрастает.

Введение сигналов дисперсии (СД) в рабочие сигналы в РПдУ осуществляется специальными устройствами – скремблерами, а их удаление в РПрУ – дескремблерами. Для защиты связных и вещательных РПрУ от станционных помех применяется инерционная АРУ, обеспечивающая слежение за средним уровнем сигнала. Однако при интенсивных ИРП такая регулировка может оказаться неэффективной из-за перегрузки тракта и потери способности приемника воспроизводить слабые сигналы в течение некоторого времени после окончания импульса помехи. В таких условиях можно использовать несколько последовательных БАРУ, причем каждый каскад УПЧ охватывается автономной петлей.

Для предотвращения перегрузки каскадов УПЧ мощными сосредоточен-ными помехами его выполняют с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). Условие получения ЛАХ имеет вид duВЫХ/duВХ = A/uВХ, откуда

uВЫХ = A ln uВХ + C0,

где А—коэффициент пропорциональности; C0 — постоянная интегрирования.

В конце линейного участка характеристики (точка UВХ0)

A = K0UВХ0= K0UВЫХ0; C0 = K0UВХ0 = (1 – ln UВХ0).

Амплитудная характеристика УПЧ:

uВЫХ = K0uВХ при uВХUВХ0;

uВЫХ = K0uВХ [ln (uВХ/UВХ0) + 1] uВХ при uВХ > UВХ0.

Порог нелинейности UВХ0 выбирается на уровне шумов, и весь диапазон напряжений им практически приходится на логарифмический участок характеристики. Коэффициент усиления на этом участке K0 = UВЫХ0/ uВХ уменьшается с ростом uВХ, но в отличие от АРУ определяется мгновенными значениями uВХ. Поэтому такую АРУ называют мгновенной (МАРУ). Этот эффект имеет и отрицательную сторону – подавляется полезный сигнал. На выходе УПЧ амплитуды сигналов и помех

UСmВЫХ = UСmВХ UВЫХ0/UПmВХ;

UПmВЫХ = K0 UВХ0 ln (UПmВХ/UВХ0)

– отношение сигнал/помеха на выходе уменьшается с ростом помехи. Логарифмическую АХ получают методом линейно-кусочной аппроксимации, суммируя выходные напряжения детекторов отдельных каскадов УПЧ.

Интегральная технология привела к широкому использованию компенсаторов помех. В основе различных компенсаторов сосредоточенных помех используется общий принцип – формирование опорного сигнала, противофазного помехе, и вычитание его из суммарного принимаемого колебания. Эксперименты свидетельствуют о потенциальных возможностях компенсаторов — подавление помех достигает 20...40 дБ. Однако они требуют высокой идентичности характеристик сигнального и компенсирующего трактов: АЧХ – до 0,1 дБ и ФЧХ – до 0,5о.

Перспективный способ защиты РПрУ от сосредоточенных помех – обработка сигналов, на основе многофункциональных робастных алгоритмов.

56

Соседние файлы в папке Глава2