4.2.2. Усилители мощности

Основные положения по структуре силовых каскадов - усилителей мощности, схемам включения силовых активных и индуктивных элементов, рассматриваемые здесь, справедливы и для других случаев построения схем преобразователей напряжения. Усилители мощности являются основными узлами для преобразователей напряжения с внешним управлением.

Основное различие двухтактных полумостовых схем заключается в схемотехнических решениях построения базовых цепей силовых ключевых транзисторов. Конфигурация этих цепей выбирается такой, чтобы обеспечить оптимальный для применяемых транзисторов режим переключения. При этом главным показателем эффективности переключения являются минимальные динамические потери мощности на ключевых транзисторах. При построении базовых цепей силового каскада учитываются следующие факторы:

• величина коэффициента усиления по току применяемых транзисторов;

• обеспечение оптимальной скорости нарастания и спада тока базы при переключении;

• время рассасывания избыточных носителей в базе при запирании транзисторов (инерционность).

4.2.3.Упрощенная схема полумостового усилителя мощности

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности (до 500 Вт) приведена на рис. 77, а.

а

б

Рис. 77

На рис. 77, а представлены два силовых транзистора VT1 и VT2 и два конденсатора С1 и С2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов Cl, C2 и точкой соединения эмиттера VT1 и коллектора VT2, подключается первичная обмотка силового высокочастотного трансформатора TV1. В качестве коммутаторов (ключей) могут быть использованы не только биполярные транзисторы, но и другие мощные ключи - полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором БТИЗ-транзисторы типа IGBT и др. Транзисторы в двухтактном ИПН могут включаться с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Схемы с ОЭ позволяют получить наибольший КПД при малом напряжении питания. Схема с ОК позволяет несколько снизить обратное напряжение на транзисторах. Такое включение позволяет расположить транзисторы на общем радиаторе. Наиболее часто такое включение рекомендуется при повышенных (свыше 12-15 В) напряжениях питания.

Рассмотрим принцип работы такой схемы. Первичная обмотка ИПН включена в диагональ электрического моста, одно плечо которого образовано конденсаторами С1, С2, а другое – мощными ключевыми транзисторами VT1,VT 2.

Конденсаторы достаточно большой и одинаковой емкости С1, С2 образуют емкостной делитель, одновременно выполняя функцию сглаживающих емкостей высокочастотного фильтра.

При подключении схемы к напряжению сети и его выпрямлению мостовым выпрямителем рис.77,б конденсаторы будут заряжены. Выпрямленное напряжение сети делится на них пополам. Транзисторы управляются по базам от схемы управления через управляющий, он же и согласующий (развязывающий) трансформатор TV2 (рис. 77, б) таким образом, что переключение их происходит поочередно с регулируемой паузой на нуле.

Когда транзистор VT3 достигает состояния насыщения, а транзистор VT4 находится в состоянии отсечки, первичная обмотка трансформатора, имеющая число витков w1, подключается к заряженному конденсатору С1 достаточно большой емкости. Поэтому в этот промежуток времени (VT3 открыт) ток протекает по цепи: от (+) выпрямителя - через силовой транзистор (к-э) VT3 -первичную обмотку TV2 (справа налево) - развязывающий конденсатор С3 - подзаряжает конденсатор С2 - к минусу диодного моста, одновременно протекает ток разряда конденсатора по пути от (+) С1 через (к-э) VT3 и первичную обмотку TV2(справа налево)- через С3 к (-)С1.

Во второй полупериод, когда транзистор VT3 закрыт, a VT4 открыт, ток протекает по пути: от (+) выпрямителя - подзаряжает конденсатор С1 - развязывающий конденсатор С3- первичная обмотка TV2(слева направо) - силовой транзистор (к-э) VT4 - к (-) диодного моста, одновременно в том же направлении протекает ток разряда конденсатора от (+) С2 к своему (-).

Ток через первичную обмотку импульсного трансформатора TV2 протекает в противоположном предыдущему случаю направлении. Следовательно, напряжение во вторичной обмотке с числом витков w2 будет иметь форму прямоугольных импульсов разной полярности. Из схемы видно, что к первичной обмотке импульсного трансформатора прикладывается лишь половинное напряжение питания. Если сравнить схему силовой части с аналогичной схемой однотактного преобразователя, то можно убедиться, что коммутируемый ток транзистором в рассматриваемой схеме двухтактного полумостового преобразователя, будет вдвое больше тока, протекающего через транзистор в однотактном преобразователе для получения той же мощности в нагрузке.

Однако в такой схеме обратное напряжение, приложенное к закрытому транзистору, уменьшается более чем в два раза по сравнению с однотактной схемой преобразователя.

Стабильность выходных напряжений поддерживается тем же способом, что и в однотактной схеме. Сигнал обратной связи подается на схему управления с делителя R29, R30 в цепи шины выходного напряжения ИПН. Схема управления, построенная по принципу ШИМ, изменяет длительность управляющих импульсов, подаваемых на базы силовых транзисторов VT3, VT4 таким образом, чтобы вернуть отклонившееся выходное напряжение к номинальному значению. При этом для обеспечения достаточной величины базового для силовых ключей тока на выходе схемы управления включается согласующий каскад.

Диоды VD8 и VD9 называются рекуперационными (возвратными). Они создают путь для протекания тока в моменты запирания транзисторов VT3 и VT4. Токи эти протекают под воздействием противо-ЭДС, наводимой в первичной обмотке силового импульсного трансформатора TV2 при резком прерывании тока через нее в результате запирания этих транзисторов. Возникновение импульса ЭДС при запирании транзисторов объясняется неизбежным наличием у силового импульсного трансформатора паразитной индуктивности рассеяния, в которой за время открытого состояния транзистора запасается магнитная энергия.

Явление магнитного рассеяния заключается в том, что часть магнитного потока ответвляется от основного магнитного потока и замыкается по различным путям, охватывающим различные группы витков; этот факт отражают введением понятия индуктивности рассеяния L_s. Противо-ЭДС всегда имеет полярность, стремящуюся поддержать ток прежнего направления. Потенциал вывода 1 первичной обмотки силового трансформатора TV2 можно считать не изменяющимся.

Поэтому на выводе 2 первичной обмотки ТV2 при запирании транзистора VT3 появляется отрицательный потенциал. Если бы диод VD9 отсутствовал, то потенциал коллектора закрытого транзистора VT4 стал бы отрицательным по отношению к его эмиттеру, т.е. транзистор VT4 оказался бы в инверсном режиме, а к коллектору транзистора VT3 оказалось бы приложено напряжение, превышающее напряжение питания. Поэтому такой режим нежелателен. Диод VD9 позволяет избежать попадания в этот режим, т.к. открывается и через него замыкается кратковременный ток рекуперации, протекающий по цепи: 2TV2 – С3 -С2 – «общий провод» – VD9 – 1TV2.

При этом конденсатор С2 подзаряжается, т.е. энергия, запасенная в индуктивности рассеяния первичной обмотки TV2, частично возвращается (рекуперируется) в источник. При запирании транзистора VT4 на выводе 2 первичной обмотки TV2 появляется положительный потенциал и тогда, если бы диод VD8 отсутствовал, в инверсном режиме оказался бы транзистор VT3, а коллектор транзистора VT4 оказался бы под воздействием импульса, превышающего уровень питания. Однако VD8 открывается и замыкает цепь тока рекуперации: 1TV2 – VD2 – шина U_ep – С1-С3 – 2TV2.

При этом подзаряжается конденсатор С1, т.е. избыточная энергия опять возвращается (рекуперируется) в источник.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными ранее. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис.36 гл.3, TL494 могут быть поданы на базовые цепи транзисторов VT1 и VT2 рис.79,б для управления работой усилителя мощности на транзисторах VT3 и VT4. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT3 и VT4, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения. Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания U_n.

Амплитуду импульсного тока при заданной выходной мощности в нагрузке Р_н можно рассчитать по формуле:

,

где U_оmin - минимальное значение напряжения питания силового каскада преобразователя;

- коэффициент заполнения; η_и - КПД источника питания.

Таким образом, амплитудное значение импульсного тока, протекающего через транзисторы VT3 и VT4, сопоставимо с аналогичным параметром для однотактного каскада с обратным включением диода.

Схема, показанная на рис. 79, б предполагает питание постоянным или выпрямленным и отфильтрованным напряжением. В качестве конденсаторов для С1 и С2 необходимо применять лакопленочные или бумажные конденсаторы, рассчитанные на применение в диапазоне частот работы высокочастотного преобразователя, при значительном напряжении пульсаций на них. Минимальное значение емкости конденсаторов для двухтактного полумостового усилителя мощности определяется по формуле:

,

в которой: F_п – частота преобразования; U_c_– допустимый уровень пульсаций на конденсаторах С1 и С2 с частотой преобразования.

Представленная в настоящем разделе схема имеет ряд неоспоримых достоинств. Основным считается способ включения трансформатора TV2 в силовую цепь, при котором исключается насыщение его сердечника вследствие разбросов по длительности и амплитуде воздействующих на него импульсов разной полярности. Используя схему внешнего управления, можно исключить протекание сквозных токов через транзисторы. Активные элементы, применяемые в полумостовом усилителе, могут иметь значительно низкие предельные параметры по напряжению, чем полупроводниковые приборы, используемые в однотактных каскадах.

При разработке ИВЭП на базе сетевых импульсных преобразователей напряжения (ИПН), работающих на повышенной частоте, основное внимание уделяют обеспечению их надежности и высокого КПД. Именно этими качествами обладают двухтактные ИПН [4 - 9].

Прямоходовой преобразователь, построенный по двухтактной полумостовой схеме обладает преимуществами:

во-первых, транзисторы должны быть рассчитаны на амплитудное напряжение сети, а не на удвоенное напряжение для схемы с обратноходовым преобразователем (ООП). Номенклатура таких транзисторов шире и стоить они могут даже меньше, чем один на удвоенное напряжение;

во-вторых, основной индуктивный элемент – трансформатор – работает в режиме перекачки и не накапливает магнитную энергию; работа его происходит в симметричном режиме при небольших токах намагничивания.

Поэтому по сравнению со схемой ООП такой трансформатор имеет меньшие габариты при одинаковых мощностях, и расчет его проще. Малый ток намагничивания означает малую накапливаемую энергию в индуктивности рассеяния, поэтому для ее гашения не требуются сложные демпфирующие цепи, и процессы переключения в преобразователе значительно «спокойнее». Проблемы, которые существовали ранее при построении ИИП по схеме полумостового преобразователя – проблемы сквозного тока, начального запуска и регулирования выходного напряжения – успешно разрешаются с развитием интегральной схемотехники.

Двухтактный полумостовой преобразователь можно построить на примере компьютерного блока питания.