6. Резонансные входные цепи с магнитной антенной и трансформаторной связью. Схемы, назначение элементов, параметры.

Д ля магн. и рамочных А ВЦ предст. собой одиночный колеб. контур, состоящий из КПЕ и контурной катушки, образованной индуктивностью рамки. КПЕ перестраивает контур в пределах диапазона, следовательно, такая антенна всегда настроена на fo. В диапазонах ДВ и СВ в радиовещательных РПТ применяются ферритовые сердечники с магнитной проницаемостью μ =1000 - 2000

единиц. На более высоких частотах потери в сердечнике увеличиваются, и там используют сердечники с μ = 400 единиц.

Коэффициент передачи ВЦ с магнитной антенной: К₀=Q_экв ^{где Qэкв - добротность нагруженного контура ВЦ с учетом входной проводимости усилительного прибора.}

- Избирательность ВЦ с магнитной антенной

^{а полоса пропускания П = fQ/ Qэкв}

ВЦ с трансформаторной связью позволяет обеспечить симметрирование входа РПТ простым техническим приемом - балансным включением L_CВ.

7. Многозвенные входные цепи. Схемы, назначение элементов, параметры.

Выделение заданных полос приёма и подавление особо интенсивных помех в профессиональных РПУ осуществляется фильтрами, которые согласованы по присоединительным импедансом с трактом (z). Необходимо также соблюдать требования симметрии. По назначению различают четыре группы фильтров: ФНЧ, ФВЧ, полосовые и режекторные.

ФНЧ пропускает все частоты, меньшие граничной частоты . Простейший вариант ФНЧ образуется последовательной индуктивностью L и параллельной ёмкостью C.

Для тракта

Z=

2π

Однако заграждающий эффект полузвенных фильтров невелик, поэтому используют полнозвенные фильтры:

L= C=

T-образные фильтры используются для защиты от радиопомех гораздо реже П-образных, известных так же как фильтры Коллинда(???).

Величины L и C для П-образных фильтров рассматриваются аналогично предыдущему случаю.

На практике параметры Т- и П-образных фильтров несколько различаются. Волновое сопротивление ФНЧ в полосе пропускания является активным, но не постоянным. При приближении к граничной частоте оно убывает у Т-образной схемы и возрастает у П-образной. Поэтому номинальный импеданс Т-образной схемы ( ) выбирается несколько больше сопротивления сечений . Напротив, для П-образной схемы требуется несколько меньший импеданс . Для правильного выбора необходимо соблюдать =1,25z у Т-образной и =0,8z у П-образной.

В ряде случаев в ТВ РПУ необходимо обеспечивать фильтрацию части мощных длинноволновых и коротковолновых передатчиков. В этом случае используют ФВЧ.

Для ФВЧ L и C рассматриваются по уже приведённым формулам. Как и для ФНЧ, у Т-образной схемы и =0,8z у П-образной.

В качестве преселектора в ПРУ УКВ диапазона часто используются неперестраиваемые полосовые фильтры. При недостаточной селективности по внеполосным каналам приёма. Такие преселекторы могут комбинироваться с режекторными фильтрами, область заграждения которых определяется заданными частотами и . такие фильтры образуются параллельным резонансным контуром вдоль линии и последовательным резонансным контуром поперёк неё:

Н оминалы схемных элементов рассчитываются по формулам:

Полные сопротивления режекторного фильтра должны отвечать уже знакомым условиям у Т-образной схемы и =0,8z у П-образной.

8. Резонансные входные цепи свч диапазона. Схемы, конструкции назначение элементов, параметры.

При работе на част. свыше 500 - 800МГц L_к вырождается в один неполный виток, требуемая емкость становится сравнимой с С_мон и контур превращается в отрезок линии. Поэтому в диап. длин волн короче 1 м в кач-ве колеб. контура исп-ют цепи с распред. параметрами.

В диапазоне дециметровых длин волн исп-ют отрезки короткозамкнутых коаксиальных линий. Жесткая коаксиальная линия предст. со­бой две трубы, вставленные одна в другую, с общей осью симметрии. Трубы изгот. из металла с малыми потерями на данных част. Длину линии изменяют короткозамкнутым поршнем. Гибкие коаксиальные линии сост. из одножильного или многожильного внутреннего проводника и металлической оболочки. В зав-ти от длины линия может предст. собой емк. либо индукт. Вх. сопротивление линии без учета потерь

где l-длина линии, λ -длина рабочей волны; ρ = 138lg(D/d)- волновое сопротивление линии с воздушным диэлектриком.

К олебательный контур ВЦ часто образуется отрезком коаксиальной линии с емкостью С_Н, равной входной емкости усилительного элемента последующего каскада и емкости монтажа

При этом реализуется автотрансформаторная связь контура с антенной.

Связь контура ВЦ с антенной может быть также трансформаторной (а) или емкостной (б).

Резонанс в контуре обеспечивается подбором С_н либо l. В ряде случаев для подстройки используется специальный зонд, который ввинчивается в полость между внешней и внутренней трубами. Длину l подбирают, передвигая короткозамыкатель до достижения резонанса:

Если линия получается короткой, то переходят к значению l^’ = l + λ₀ /2.

Место подключения антенного фидера от точки подключения короткозамыкателя определяют, исходя из необходимого коэффициента включения m_l:

Для осуществления комплексной миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры в диапазоне СВЧ широко применяют также микрополосковые линии передачи (МПЛ), представляющие собой металлические плоские проводники (полоски определенных размеров и формы), расположенные на слое диэлектрика - подложке. Различают несимметричные МПЛ (а), щелевые (б) и копланарные МПЛ (в). В качестве диэлектрика МПЛ используются полимеры и керамика различной диэлектрической проницаемости (ε = 1,5 - 30). Применение диэлектриков позволяет уменьшать геометрические размеры линии в √ε раз. Это обеспечивает уменьшение и массы ВЦ. Входные цепи СВЧ на МПЛ конструктивно просты, технологичны и имеют высокую воспроизводимость характеристик.

Схема ВЦ на МПЛ показана на рис

В диапазоне сантиметровых и более коротких волн наряду с полосковыми линиями в качестве избирательных цепей применяются объемные ре­зонаторы, представляющие собой замкнутый объем прямоугольной или ци­линдрической формы. Внутренние стенки резонатора, как правило, поли­руются и покрываются слоем серебра либо золота. Размеры резонатора определяются длиной волны и диапазоном перестройки входной цепи. Связь резонатора с входным и выходным волноводами осуществляется с помощью диафрагм; степень связи зависит от размера и конфигурации отверстий

Перестройка в небольших пределах осуществляется ввинчивающимся зондом. Основной недостаток таких систем - большая масса и высокая стоимость.

9. Устройства защиты входа рпт от особо мощных помех. Принципы действия, схемы, назначение элементов, характеристики.

Одной из задач, решаемых во ВЦ, явл-ся обеспечение совм. работы с аппаратурой, создающей мощное мешающее радиоизлучение. Наиболее значительные наводки созд. в комплексированной аппаратуре собств. передатчиками. При случ. настройке РПТ и РПдУ на одну част. влияние радиоизлучения может привести к повреждению преселектора РПТ. Серьезные помехи радиоприему создаются радиолокац. и радиорелейными станциями.

В зав-ти от способа подавления мешающего напр. все уст­р. защиты подразд. на группы: избирательные, пороговые, компенсационные и аварийные. Первые 3 группы устр. обесп. защиту РПТ без прекр.приема сигналов, устр. 4 группы предусматривают кратковременное выключение передатчика или от­ключение приемника от А.

К избират. устр. защиты отн. устр., в которых подавление мешающего напр. осущ. с помощью доп. избирательных средств: фильтров-пробок и преселекторов.

Для большинства РПТ одним из наиболее опасных побочных каналов является канал ПЧ. Обычно в РПТ этот канал фиксиро­ван и помеху можно значительно ослабить с помощью доп. фильтра в цепи А. Фильтр, настроенный на частоту f_nк называется фильтром-пробкой. Сопротивление контура LфСф на резон. част.велико, что приводит к затуханию помех на f_nк. Для частот сигнала этот контур сильно расстроен и его сопротивление мало.

Индуктивность катушки L_ф и емкости конденсаторов Сф₁ и Сф2 выбираются из условия

^{где Сф = Cф1= Сф2. В этом случае напряжение U’ , создаваемое током} на С_ф2 и U” на резисторе R взаимно противоположны по фазе и при соответствующем подборе сопротивления R по условию R = ρQ/4 могут быть скомпенсированы.

Д ля защиты входа РПТ проф. типа, работающих в диап. километровых и декаметровых длин волн, от сигналов радиолок. станций прим-ся спец. противолокац. фильтры, которые включаются в цепь между А и вх. устр.и предст. собой ФНЧ, задерживающий колебания частот, превышаю-щих 200 МГц. Фильтры выполняются на LC-элементах в виде П-образных и Г-образных звеньев. Противолокационный фильтр имеет согласованные сопротивления по антенному выходу и входу РПУ. Конструктивно фильтр выполняется в виде литого алюминиевого ввода цилиндрической формы. Размеры ввода выбираются такими, чтобы элементы фильтра (L и С) составляли часть его конструкции.

В метровом диапазоне для повышения селекции используются спираль­ные резонаторы. Односекционный резонатор по принципу работы имеет сходство с коаксиальным четвертьволновым резонатором, поскольку ка­тушка фильтра в виде однослойного соленоида (спирали) эквивалентна внутреннему проводу коаксиального резонатора, а экран - внешнему про­воду. Экран может иметь круглую и прямоугольную форму. Один вывод спирали припаян к экрану, другой свободен. Связь с источником и нагрузкой автотрансформаторная либо трансформаторная. Если фильтр состоит из нескольких секций, то связь между секциями реализуется через щели связи (емкостный тип).

Ослабление сигналов вне ПП зав-ит от размеров ка­меры резонатора и числа камер. Чем уже полоса и выше коэффициент прямоугольности, тем больше размеры. Затухание в полосе пропускания не­велико и не превышает 1-2 дБ, внеполосное затухание - 40 - 50 дБ. Добротность ненагруженного фильтра составляет порядка 1400 единиц.

К пороговым устройствам защиты относятся устройства, предохраняющие вход РПТ от перегрузки при достижении высокочастотным напряжением некоторого порога срабатывания. При малых уровнях мощности применение находят точечные p-i-n-VDы с параллельным разнополярным включением

К компенсационным средствам защиты относятся устройства, в которых мешающее напряжение компенсируется напряжением того же происхождения, но приходящим другим путем - специальным кабелем с выхода местного передатчика либо через пространство между антенной передатчика и вспомогательной антенной приемника.

Для аварийной защиты РПТ используют разрядники, представляющие собой безнакальные двух- и трехэлектродные газонаполненные приборы, способные под действием приложенного напряжения определенной величины резко изменять проводимость и пропускать большие токи. Схема защиты входной цепи с разрядниками:

При попадании части мощности РПдУ или грозового разряда проводимость разрядника Р₁ резко меняется, что приводит к прохождению через него основной части высокочастотного тока. Разрядник, загораясь, резко ухудшает добротность контура и предотвращает дальнейший рост напряжения на нем. После окончания действия импульса разрядник будет иметь большое сопротивление и не шунтирует вход РПТ. Разрядник Р₂ за счет смещения все время находится на грани ионизации, что позволяет значительно повысить его быстродействие и в момент прихода фронта импульса, когда Р₁ еще недостаточно ионизирован, отключает вход РПТ.

10. Резонансные урч умеренно высоких частот. Схемы, назначение элементов, параметры.

С вязь УРЧ с входной цепью осуществляется трансформатором , что позволяет исключить шунтирующее влияние базового делителя. Режим транзистора определяется базовым делителем и R_Ээ выполняющим также стабилизацию режима каскада по постоянному току. Блокировочная емкость С_6л в эмиттерной цепи устраняет действие отрицательной последовательной ОС по переменному току. Коллекторный контур (L_KC_K) является нагрузкой каскад и обеспечивает селективные свойства каскада. В качестве АЭ используется БТ, который имеет малое r_бб и высокий коэффициент усиления по току – β(Эти условия обеспечиваю низкий К_ш r_бб<25Ом,β=100)

Для установления необх режима работы VT необх-о задать I_д=(5..10)I_б. I_д=E/(R_б1+R_б2).Тогда U_б=I_дR_б2. U_э= U_б- (0.6..0.7В). Тогда I_э= U_э/R_э, т.к. β>>1 I_э I_к откуда Y_21­=I_k/φ_т.

В схеме с ОЭ вх сопр тра-ра: r_вх=r_бб+β/Y₂₁, r _вых=U_эрли/I_к.Тогда К усиления при полном включении (m₁=1) тра-ра : K₀ =Y₂₁R_0e.экв, где R_0e.экв =ρQ_экв; ρ = 2πf₀L_к

Подключение транзистора непосредственно к контуру вызывает изме­нение его параметров, поскольку входная и выходная проводимости тран­зистора VT комплексны. За счет активных составляющих выходной и входной проводимостей уменьшается эквивалентное сопротивление контура: . что приводит к снижению коэффициента усиления каскада и расширению полосы пропускания. Влияние реактивной составляющей (обычно емкостного характера) проявляется в изменении резонансной частоты контура на величину

Для обеспечения необходимой стабильности, устойчивости и селективности, а также реализации условий согласования по мощности, шумам или ДД используют неполное включение транзисторов с коэффициентами включения т₁ и т₂ по входу и выходу соответственно. Тогда коэффициент усиления изменяется:K₀ =Y₂₁R_0e.эквm₁m₂

При шунтировании контура резистором R сопротивл. потерь в нем ↑ на ΔR = ρ ² / R

В результате перестройки в диапазоне частот происходит изменение резонансного коэффициента усиления в зависимости от рабочей частоты диапазона. Этот эффект становится очевидным после записи выражения для коэффициента усиления в ином виде

Т еперь заметно, что коэффициент изменяется пропорционально частоте. Поскольку УРЧ работают в различных диапазонах, определяемых индуктивностью контура, коэффициент передачи резонансных УРЧ весьма неравномерен. Чтобы уравнять значения коэффициента усиления, подбирают коэффициент включения активного элемента в контур для каждого диапазона. Например, полагают, что в третьем диапазоне m₁= 1, во втором m₁< 1 и в первом m₁« 1. В результате коэффициент усиления в каждом диапазоне будет иметь одинаковые значения на крайних частотах и изменяться от К_0тin до К_0тах (рис).

Избирательность и полоса пропускания УРЧ, так же как и входной це­пи, определяются эквивалентными параметрами контура:

^{При расчетах резонансных УРЧ эквивалентную добротность Q выбирают из двух условии: обеспечения заданной избирательности по зеркальному каналу и обеспечения при этом необходимой полосы пропускания. Выражение, связывающее ПП и заданное ослабление на краях полосы пропускания, имеет вид где сигма определяет частотные искажения сигнала на границе полосы. Если полоса определяется на уровне 0,707, т.е. сигма = 1.41, то П0.707=f0/ Оэкв. Коэффициент шума резонансного УРЧ определяется выражением:}

где r₆’ - распределенное сопротивление базы транзистора (которое обычно составляет 15... 120 Ом); R_г - эквивалентное сопротивление генератора, пересчитанное в базовую цепь VT.β - коэффициент VT по току. Верхняя граница динамического диапазона УРЧ (U_вхmах <<φ_т. Динамический диапазон резонансного УРЧ составляет небольшую величину, которая обычно не превышает 60...70 дБ.

11. Широкополосные урч умеренно высоких частот. Схемы, назначение элементов, параметры.

Широкополосные УРЧ с диссипативными ОС

Сигнал под-ся ч/з Ср от цепи имеющей широкополосный импеданс подводится к базе VT режим работы которого уст-ся базовым делителем R_б1 , R_б2 и R_э. Вх и вых сопротивление стабилизируется последовательной по току (R_E) и параллельной по напр (R_F) ОС, т.о. что обеспечивается на

входе и выходе каскада сопротивление

K=

В рез-те К=5..22 дБ, f_раб опред-ся снизу:Ср, сверху – VT и технологич исполнением схемы.

Глубина || ОС (R_F)не превышает 6дБ, это обеспечивается соотв. выбором наминала R_F кот. для 50 и 75 Ом трактов сост-т знач-я от 180…470 Ом. Лин-е сва-ва каскада и его коэф передачи ввиду небольшой глуб ОС в основном опред-ся послед ОС по току (R_E) номинал кот-го сот-т 5..24 Ом. Для регулировки АЧХ в области высоких частот в цепь параллельной обратной связи вводят небольшую индуктивность L.

K_ш каскада составляет 4-10 дБ, что несколько хуже, чем у резонансных УРЧ. Каскад имеет неплохие характеристики по линейности благодаря использованию отрицательных обратных связей: U_вхmax=φ_T+I_эR_E. Наряду з базовым вариантом использ-ся различн модификации данной схемы. В этом классе трактов схема обладает min шумами знач-я котор-х не превышает 2..3дБ При этом каскад имеет самую низкую перегрузочную способность, f_в граница ДД -24…-22 dBm.

Как видно смещение тра-ра VT произв-ся фиксиров током базы, в качестве эл. Смещения выст-т R_F и R_Б.Для исключения влияния R_б действия переменного тока он шунтируется C_бл. Корр-ка вх сопр-я каскада осуществ-ся триммером C_корр­­. Питание коллект-ой цепи произ-ся ч/з Др и R наличие их обязат т.к. R – токоограничитель.

Широкополосные многотранзисторные УРЧ .

Введение в схему вместо одино-го VT каскодного тр-ра позв-т ↑ увеличить линейность каскада на несколько дБ. Здесь режим работы каскодного тра-ра зад-ся баз-м делителем R_б1и R_F которые также выполняет роль послед ОС по напряж-ю. Ток ч/з каскодный тра-р опр-ся R_E; C_корр в эл цепи позв-т регулировать К в обл ВЧ.

Применение в схеме вместо одиночного VT тра-ра Дарлинктона позв-т ↑ f_в за счет исп-ия мощного VT2 сохр-в К_ш каскада на прежнем уровне за счет исп-ия малошумящего тр-ра на входе структуры.

Верхняя граница ДД : -8…+15 dBm

K_ш 3,5…10 дБ

Низкий K_ш УРЧ и высок перегр-я спос-сть реализуется в двухкаскадной схеме с общей паралл R_F1 и местными послед-но паралл-ми (R_E2 и R_F2) ОС. Общая ОС стабил-т вх сопрот-е и коэффициент передачи звеньев. Исполь-е в качестве 1-го VT малошумящий тра-р позвол-т получить К_Ш=1,5-4 дБ. А применение в качестве оконечного каскада мощного тран-ра позвол-т получить довольно высокую перегрузочную способность.

(3)Здесь к основному каскаду обеспеч-му зад. перегруз-ю спос-ть выполнен-м на VT2 (режим которго задается в R_E2 , R_э, R_F2) допол-но устан-ся малошумящий каскад на VT1(рижим работы кот-го зад-ся R_э1,R_F1,R_э2,R_E2).

В усилителях вида(4) за счет ↑ петлевого усиления в цепи VT1 обесп-я углубление общих ООС (R_F1 и R_F2) и т.о. реал-ть возможность ↑ линейности, передаточной хар-ки по интермодуляуционным сигналам. ООС также эффективно стабил-т вых и вх сопр-е каскада:

При этом К в ОСЧ работы усилителя не зависит от сво-в тра-ра при условии что f_т тра-ра в 10 раз больше верхней рабочей частоты усилителя

Типовые знач-я K в полосе частот от десятых долей до сотен МГц сост-т от 12-26дБ.

Очевидно что ООС позв-т линеаризовать передаточную хар-ку УРЧ, но диссипативные цепи ухудшают К_ш тран-ой цепи, что в ряде случаев может оказаться недостаточными.

Широкополосные урч с трансформаторной ос.

Тран-р вкл с ОБ и имеет в сечении подключенной обмотки трансформатора Т низкое вх сопротивление равное 1/Y₂₁.Режим работы тра-ра в эмиттерной цепи устан-ся от источника -E_п резистором R в коллект цепи обеспечивается подачей положительного потенциала ч/з обмотки Т 2 и 3. Трансф-р Т охватывает транзистор последов-паралл ОС стабилизацией коэфф передачи и присоединит импедансы каскады.

где выражения приведены с учетом условия W₂=W₃, a n= W₂/W₁ W_i­ – число витков в i-ой обмотке трансформатора.

Глубокая ОС линеаризует передаточную характеристику. Типовой К таких усилителей составляет 6 – 12 дБ, К_ш – 1.2 – 4дБ, что примерно составляет К_ш одиночного тра-ра. Но ввиду сильной связи вх и вых за счет трансформаторной ООС для устойчивой работы каскада необх в присоед сечениях такого УРЧ обеспечить широкополосное согласование с присоединит импедансом (R_г и R_н).

12. Резонансный урч свч диапазона. Схема, назначение элементов, характеристики.

VT вкл по схеме с ОБ. База тра-ра связана с корпусом ч/з С₃ (проходной). Режим работы VT зад-ся от отрицательного источника питания -E_п элементами R₁ R₂ R_3. Резонансная нагрузка каскада является возд линия L’(либо микрополосковая линия). Электрическая длина выб-ся такой чтобы выполн-сь условие l≤λ/4. Е_п на коллектор подается ч/з линию. Коллектор подключается в точку А обеспечивая т.о. автотрансформаторное включение VT это позволяет согласовать вых-ое сопротивление тра-ра с резонансным сопрот-м в линии. Вх сигнал подается ч/з петлю связи L_св1 на эмиттер тра-ра Настройка на f_раб производится C_н подключен к линии. Функции C_н может выполнять варикап. Ч/з L_св2 усиленный сигнал подается далее в тракт. Экран тра-ра либо его корпус соед с нулевым потенциалом.

13. Широкополосные свч урч. Схемы, назначение элементов, параметры.

В ряде устройств СВЧ диапазона необход широкополосное усиление с f_в=10…12 ГГц В качестве таких каскадов применяются усилители на полевых транз-х.

Здесь вх сигнал ч/з Г-образную согл цепь, разд емкость С_р подводится к затвору VT. Режим работы которого устанавливается R₃ с учетом обеспечения S не менее 90-100 мА/В. С₁ – С₄ имеют номиналы 0,1…0,01 пФ, L₁, L₃, L₅ – десятые доли нГн, L₄ – высокоимпедансная линия. Эты индуктивность компенсирует С_си ПТ на верхнем конце рабочего частотного диапазона. L₃ – в цепи ООС подстраивает S параметры т.о. чтобы оптимальная ОС обрыв-сь на конце других диапазонов. Простое согласование цепи на входе C_1,L₁,L₂ и на вых – L₅,C₃,C₄ дополнительно улучшают характеристики согласования каскада.

В усилителе единственным пассивным элементом влияющим на К_ш является R в цепи ООС. При этом К_ш оценивается зависимостью:

где R₀ – сопротив СИ ПТ (S= до 90ма/В R 120 Ом)

К_ш­ для 50 Ом тракта для R₁ – 120 Ом сост-т 6 дБ. Если R₁ 330 Ом, то К_ш = 3дБ, при этом К_р =5 и 8 дБ соответственно. В полосе 2-10 ГГц с КСВН не более 2

Ламповый УРЧ СВЧ диапазона.

Электронные лампы, в сравнении с полупроводниковыми компонентами, имеют более высокую перегрузочную способность и поэтому до сих пор используются в аппаратуре специального назначения. Распространение получили СВЧ триоды маячкового типа, например 6С5Д. Пентоды в схемах СВЧ УРЧ как правило не применяются, так как имеют большой коэффициент шума. Рабочий диапазон резонансных СВЧ УРС на триоде маячкового типа может достигать 3 ГГц. Принципиальная схема и конструкция такого усилителя показаны на рис. УРЧ включает лампу и двухконтурную резонансную систему коротко замкнутого типа длиной λ/4. Коаксиальные резонаторы сопрягаются с дисковыми выводами лампы. Наружная труба 1 и труба 3 образуют катодно-сеточный резонатор (КСР), трубы 3 и 5 - анодно-сеточный резонатор (АСР). Так как труба 3 для обоих резонаторов общая и подключается к управляющей сетке, то схема является схемой с общей сеткой. Подстройка КСР осуществляется на рабочую частоту с помощью короткозамкнутого плунжера 2, а настройка АСР - плунжером 4. Входной сигнал поступает по кабелю 6 в КСР посредством автотрансформаторной связи (точка подключения кабеля выбирается из условия согласования УРЧ с трактом - 50 либо 75 Ом). АСР связан с анодом лампы через конденсатор 7 (физически выполненным в виде прокладки из изоляционного материала). Катод лампы соединен с корпусом через R₁ и конденсатором С₁ который также выполнен в виде изоляционной прокладки 8. Положительное питание передается на анод через дроссель L₁. Усиленный сигнал снимается с анодно-сеточного резонатора через петлю связи. СВЧ УРС на маячковом триоде обеспечивает коэффициент передачи в MB диапазоне 10... 15 дБ, в ДМВ - 5... 10 дБ и коэффициент шума соответственно 1,5...2 и 3...8 единиц. Селективные параметры каскада аналогичны транзисторным схемам схеме.

УРЧ на лампе бегущей волны (ЛБВ) обладают наибольшим ДД. В настоящее время они широко применяются в РПТ диапазона СВЧ с повышенными требованиями к ДД, например радиолокационных и спутниковых РТС ПИ. Усилитель на ЛБВ состоит из собственно лампы с цепями питания и согласующих цепей. Катод излучает поток электронов, движущихся вдоль оси спирали к коллектору. Управляющий электрод и фокусирующий анод осуществляют предварительное формирование потока электронов в узкий луч. Магнитная система обеспечивает фокусировку луча электронов вдоль всей оси спирали. Скорость движения электронов V определяется ускоряющим анодом: V = 600 и при U_k= 300...500 В составляет (10...15)10⁶ м/с. Связь ЛБВ с источником сигнала и нагрузкой осуществляется с помощью согласующих устройств в виде прямоугольных волноводов с раз личной шириной узкой стенки, которые обеспечивают формирование АЧХ усилителя.

Принцип усиления ЛБВ основан на осуществлении длительного взаимодействия потока электронов и волны полезного сигнала, распространяющейся вдоль электромагнитной спирали со скоростью света. Эта волна создает внутри и вне спирали электромагнитное поле, имеющее тангенциальную и радиальную составляющие. Конструкция спирали определяет требуемую фазовую скорость электромагнитной волны

V_ф= (ch) / πd , где с — скорость света; h, d — шаг и диаметр спирали ЛБВ (при d =(10...30)h фазовая скорость V_ф = (10...30)10⁶ м/с).

При V_ф < V поле тормозящее и электронный поток большую часть времени пролета вдоль спирали отдает свою кинетическую энергию высокочастотному полю, обеспечивая усиление сигналов. При V_ф = V усиления сигнала не происходит, так как электроны ускоряются и тормозятся одинаковое время. При V_ф > У электроны ускоряются и сигнал ослабляется

Коэффициент усиления УРЧ на ЛБВ по мощности зависит от условий : где - параметр группировки: =(0,05...0,15)n; n = 1/λ - число длин волн в спирали и составляет величину К_р = 10...30 дБ.

14. Усилитель с распределенным усилением. Принцип действия, схема, параметры, назначение элементов.

УРУ имеет пер-ую стр-ру, сост из 2 линий, нагруженных на входное и выходное сопротивление активных компонентов. Сигнал подается на один вывод входной линии, распространяется вдоль нее в прямом направлении, парциально ответвляясь в сечениях подключения активных компонентов и затем поглощается нагрузкой R₂ на другом конце линии. Распространяющийся вдоль линии сигнал попадает на затворы полевых транзисторов с определенным фазовым сдвигом (обычно задержка распространения сигнала не превышает 80% от периода, равного 1/f_раб.mах). Вх емк VT (С_{вх ПT} ⁼ С₁) становятся неотъемлемой частью линии передачи, образуемые звеньями ФНЧ (L₁,C₁). Для такой линии выд-ся условие: f_paбmax⁼ При этом фазовая постоянная линии: . Волновое сопр-е такой линии зависит от входной емкости полевых тр-ов: - чем ↑ тем ↓ Z₀ или f_рабmax.В выходной линии, образованный также звеньями ФНЧ (L₂C₂) происходит суммирование сигналов от каждого VT. Причем, если фазовые скорости сигналов во входных и выходных линиях совпадают, то складываются только сигналы, распространяющиеся в прямом направлении, то есть, от входа к выходу усилителя. Сигналы обратного направления суммируются противофазно и подавляются балластном сопротивлении R₂.Режим работы УРЧ по постоянному току обеспечивается подачей в затворные цепи VT через фильтр питания и элементы ФНЧ отрицательного смещения и напряжения положительной полярности в стоковые цепи VT. Современные УРУ в микрополосковом исполнении обеспечивают полосу пропускания 0,1...20 (40) ГГц при коэффициенте передачи 9... 15 дБ. К_ш = 4...5 дБ, КСВ<2. В УРУ возможно снижение коэффициента шума по сравнению с коэффициентом шума одиночного VT с аналогичным ему исполнением. Это является следствием того, что шумы отдельных VT статистически независимо суммируются в нагрузке. В то время как сигналы отдельных активных компонентов в нагрузке складываются алгебраически. Кроме того, УРУ обладают большей линейной мощностью, чем другие СВЧ УРЧ. При этом выигрыш в линейности составляет , n – кло-во каскадов

15. Параметрический усилитель. Принцип действия, схема, назначение элементов, характеристики.

Принцип работы диодного (ПУ) основан на преобразовании энергии высокочастотного генератора накачки в энергию полезного сигнала, осуществляемом с помощью реактивных элементов, параметры которых изменяются периодически под воздействием управляющего высокочастотного напряжения. Впервые параметрические явления были исследованы Л. И. Мандельштамом и Н. Д. Папалекси.

Различают емкостные и индуктивные ПУ. Для управления индуктивностью ферритов необходимо использовать постоянное магнитное поле, что затрудняет их применение в РПТ. Емкостные ПУ реализуют на варикапах. Напряжение U и заряд q связаны соотношением U = q/С. Если от этого выражения взять дифференциал,

То для малых приращений С и U можно считать, что ΔU = dU и ΔС = dC, откуда ΔU/U = -ΔC/C. Графики изменения емкости варикапа С(t) под действием периодического напряжения U(t) представлены на рис. 2.64.

Под действием приложенного напряжения емкость варикапа изменяется по периодическому закону, принимая значения от Сmin до Сmaх.

Емкость перехода варикапа определяется зависимостью:

где Uобр = U_CM + U₀cosω₀; φ_κ- контактная разность потенциалов; 0,4-0,5 В для германия, 0,8-1,0 В для кремния и 1,0—1,2 В для арсенида галлия; n - па­раметр, который зависит от характеристик р-п-перехода и равен 1/2 для структур с резким и 1/3 для структур с плавным переходом.

Так как емкость является периодической функцией времени, то ее мож­но представить в виде ряда Фурье:

где m_c=C₁/C_o - коэффициент вариации емкости. Это выражение в комплексном виде записывается как

Эквивалентная схема ПУ представлена на рис. 2.65.

Исходя из баланса мощностей в замкнутой системе, можно записать

где учтено соотношение между мощностью, выделяемой или потребляемой на соответствующей частоте, и энегией: W=P/f.

Рассмотрим случай, когда f₀=f₁+f₂. Подставим это значение частоты в выражение для баланса мощностей:

W₁f_l + W₀(f₁ + f₂)⁺ W₂f₂ = 0·

После группировки получаем:

fl(W₁ + Wo) + f₂(W₂ ⁺ Wo) = 0·

В результате можно записать систему уравнений, удовлетворяющую балансу мощностей, в следующем виде:

или

Эта система уравнений известна как уравнения Менли-Роу (по именам учёных, которые первыми их получили).

Анализируя полученные результаты, нетрудно сделать вывод, что если мощность сигнала накачки Р₀ > 0, то из первого уравнения следует Р₁ < 0. Отрицательная мощность означает выделение дополнительной мощности на частоте f₁ за счет отрицательного сопротивления. Происходит усиление сигнала на частоте f₁ за счет параметрического эффекта. Такой усилитель называется регенеративным двухконтурным ПУ. Выходной контур (настроенный на частоту f₂) при этом называется холостым и к нагрузке обычно не подключается, т.к. усиленный сигнал снимается с входного контура, что характерно для усилителя отражательного типа.

Из второго уравнения системы Менли-Роу при Р₀ > 0 следует, что Р₂ < 0. То есть возможно выделение дополнительной мощности и усиление на частоте f₂. В этом случае выходной сигнал снимается с выходного контура, а усилитель становится регенеративным усилителем-преобразователем про­ходного типа.

Рассмотрим случай, когда f = fo+f₁ В этом случае f₀ = f₂ –f₁ и мы получаем

Система уравнений Менли-Роу в этом случае имеет вид

или При Р₀ >0 из первого уравнения системы Менли-Роу Р₁ > 0 и, следо­вательно, на частоте f1 усиление невозможно. Из второго же уравнения по- прежнему следует Р₂ < 0, т.е. усиление на частоте f₂ возможно. Усилитель в этом случае называется нерегенеративным повышающим усилителем- преобразователем (стабильный усилитель-преобразователь).

Коэффициент передачи по мощности в случае усилителей-преобразо­вателей проходного типа определяется из уравнений Менли-Роу.

Так как то откуда следует, что

Таким образом, изменение емкости варикапа приводит к изменению напряжения, следовательно, уменьшая емкость на ΔС, можно обеспечить увеличение напряжения на диоде на ΔU. Если при максимуме напряжения сигнала уменьшать емкость варикапа напряжением накачки, а при напряжении сигнала, близком к нулю, увеличивать ее до исходного значения, то будет иметь место эффект усиления.

Схема двухконтурного ПУ на дискретных элементах с сосредоточенными параметрами приведена на рис. 2.66, а. Схема двухконтурного ПУ на элементах с распределенными параметрами приведена на рис. 2.66, б, где обозначено: l - ферритовый циркулятор; 2 - трансформирующий отрезок длиной λ_С/4; 3,6 - отрезки разомкнутой линии длиной λ₀/4; 4 – варакторный диод; 5 - короткозамкнутый отрезок коаксиальной линии длиной λ_С/4 и 3λ₀/4 (параллельный колебательный контур и на частоте сигнала, и на частоте накачки); 7 - источник смещения (выбор рабочей точки).

Схема одноконтурного ПУ состоит из варикапа VD, резонансной сис­темы L₁C₁, цепи связи генератора накачки L₂C₂ и трансформаторной цепи связи с источником сигналов (рис. 2.67, а). Источник смещения (R₁, R₂) определяет выбор рабочей точки варикапа VD. Блокировочная емкость Сб_л шунтирует по высокой частоте резистивный делитель. Требуемое значение коэффициента усиления определяется трансформатором Т. Для предотвра­щения потерь сигнала в цепи генератора накачки служит режекторный фильтр L₂C₂, настроенный на частоту f_C

Вариант одноконтурного ПУ на полосковых линиях представлен на рис. 2.67, б, где обозначено: 1 - ферритовый циркулятор; 2 - трансформирую­щий отрезок длиной λ_С/4; 3, 6 - отрезки разомкнутой линии длиной λ₀/4; 4 -короткозамкнутый отрезок линии длиной менее λ^4 (индуктивность); 5 - варакторный диод; 7 - источник смещения (выбор рабочей точки).

Несложно заметить, что параметрический эффект в структуре, представ­ленной на рис. 2.67, сопровождается появлением отрицательной активной составляющей полной входной проводимости.

Входной ток цепи по закону Ома равен Iвх=UвхY

Входное напряжение можно записать в следующем виде:

Входная проводимость должна определяться на частоте входного сигнала ω₁. В данном случае она определяется цепью, состоящей из емкости, величина которой изменяется по закону опорного колебания. Проводимость цепи равна

После подстановки (2.131) и (2.132) в (2.130) и выделения состав­ляющих с частотами ω₁ и (ω₀ - 2 ω₁) получим

откуда получаем для входной проводимости

Применяя фор-лу Эйлера, записываем

Из полученных выражений видно, что для получения отрицательного активного сопротивления необходимо выполнение условия (ω₀ - 2ω_:) = 0, причем максимальное его значение наблюдается при φ = φ₀ - 2φ₁ = π / 2 (рис. 2.68).

Коэффициент шума в наилучших условиях для УРС отражательного типа равен К_ш ≈ 1+f1/f2, для проходного типа усилителей-преобразователей Кш ≈1+4 f1/f2

Регенерация потерь в колебательном контуре может быть осуществлена также с помощью электронных приборов с «падающим» участком вольт- амперной характеристики (рис. 2.69).

На этом участке дифференциальная проводимость g=di/ dU < 0. Такой ВАХ обладают обычные туннельные диоды (ТД) (диоды Эсаки) и резонансно-туннельные диоды (РТД) на основе двухбарьерных гетероструктур. Усилители на туннельных диодах впервые появились в 1959 г. Квантово-механический характер процессов управления током обусловливает их высокое быстродействие.

При подаче напряжения смещения происходит свободный переход заря­дов (туннелирование) из одной области р-п-перехода в другую за счет тун­нельного эффекта (кривая 1, см. рис. 2.69). При увеличении прямого сме­щения потенциальный барьер уменьшается и ТД начинает работать как обычный диод (кривая 2). Отрицательная проводимость выполняет роль ак­тивного элемента, обеспечивающего компенсацию потерь в контуре. Энергия источника служит для этой компенсации.

Электрическая схема усилителя содержит ТД (VD), цепь питания, делитель R₀ и контур. В нижней части диапазона СВЧ возможна реализация УРС на дискретных компонентах (рис. 2.70, а), а в верхней - в волноводном исполнении (рис. 2.70, б).

Рабочая точка в схеме питания определяется уравнениями I = f (U) и E₀ = U + IR_o, где I - ток через диод, R₀ - потенциометр в цепи смещения диода.

Меняя наклон нагрузочной характеристики изменением напряжения питания U и R₀, добиваются ее совпадения с падающим участком ВАХ диода. Тогда в рабочей точке выполняются условия

Реализуемое на практике значение Кр ограничено устойчивостью и составляет 10...30 дБ. Коэффициент шума составляет несколько децибел, а основными шумами являются дробовые шумы.

16. Однотранзисторные преобразователи частоты. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

Управление крутизной транзистора в ПЧ возможно вариантах включения источников U_г(t) и U_c(t) .Посл-ое вкл источников U_г(t) и U_c(t) с переходом тра-ра менее предпочтительно, чем вкл в цепь различных электродов. Электр-ая изоляция цепей сигнала и гетеродина способствует ↓ взаимосвязи настроек контуров, вследствие изменения реактивных сопр-ий и устранению просачивания колебания гетеродина в антенну. Для ↓ взаимосвязи настроек целесообразно ↑ f_лч, либо исп-ть прео-ие на гармониках гетеродина. В простейших ПЧ наилучшие рез-ты дает схема с вкл-м сигнала в цепь базы (затвора), а гетеродина - в цепь эмиттера (истока). При этом тра-р по сигналу вкл по схеме с ОЭ, а по гетеродину - с ОБ.Эфф-сть прео-ия в значительной мере опр-ся P гетеродинного колебания. Крутизна пре-я оце-ся выражением с учетом имеет вид , где L – коэфф завис-щий от обобщенной амплитуды гетеродина. Видно, что параметр L →1. При U_г/φ_т = 2

его значение достигает 0,7. В рез-те Y_2lnp составляет 0,25.. 0,5 от Y_2l зн-я в усил-ом режиме. Изм-ся также вх и вых сопр-я активных эл-ов: R_вхпр=(1,25..2,5)R_вхт, R_выхпр = (l,25..2,5)R_вых. Емк С_вх и С_вых изм-ся слабо и могут быть приняты прежними.

VT выполняет роль смесителя. Сигн-е колебание U_с(t) ч/з вх контур поступает на базо-эмитт-ый переход VT , к которому со стороны эмиттерной цепи подводится гетеродинное u_г(t). В рез-те нелинейного прео-ия образуются комб-ые f, которые усил-ся и поступают в коллекторную цепь. В контуре L_пчС_пч выд-ся полезная сост-ая прео-ния, а все остальные продукты прео-я, включая сигнальное и гетеродинные колебания, подавляются. Базовый делитель R_б1, R_б2 совместно с R_э1 и R_э2 уста-ют положение рабочей точки VT, соот-щей оптим режиму прео-я. Следует контр-ть Е_пит и выбирать его таким, чтобы в любой момент резу-щее напряжение коллектор - эмиттер было не менее 0,3 - 0,7 В. В противном случае резко ↑ вых проводимость тра-ра и ↓ коэфф передачи. Расчет элементов прео-ля не отличается от расчета усил-го тракта и вып-ся с учетом снижения крутизны проходной характеристики. В ПЧ на ПТ принцип не отличается, но парам-ры несколько иные: .↑Y₂₁ U_г, но для ↓ кол-ва продуктов преоб-я U_г не должна превышать 0,5U_отс В этом случае

17. Преобразователи частоты на дифференциальных каскадах. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

Схема ПЧ на основе транзисторного перемножителя. Транзисторы VT₁ и VT₂ образуют дифференциальную пару, а транзистор VT₃ является источником тока. Режим работы дифференциальной пары задается резисторами R₄, R₃ и VT₃, режим работы которого определяется R₂, R₂, R_э. Трансформаторы T₁ и Т₂ обеспечивают подачу перемножаемых колебаний в цепи дифференциальной пары и управляемого источника соответственно. Нагрузкой дифференциального усилителя служит контур L_KC_K, настроенный на промежуточную частоту. Катушка L_K является первичной обмоткой трансформатора Т_3э а выходное напряжение снимается через вторичную обмотку трансформатора L_CB. Заметим, что выходное напряжение может сниматься и несимметрично относительно общей точки, т.е. с одного из коллекторов транзисторов дифференциальной пары, однако в этом случае оно будет содержать дополнительные комбинационные составляющие. Возможно несколько вариантов работы перемножителя. Рассмотрим случай, когда на вход ВХ₁ подается колебание сигнальной частоты, а на вход ВХ₂ - гетеродинное колебание.

Для малых напряжений сигнала (U_с ) зависимость выходного напряжения имеет вид U_вых =Y_2lR_HU_c, где Y₂₁ =I_к/ , и регулируется изменением тока VT₃, поскольку, если выполнить условие I_кR_э то U_Г I_кR_э. Тогда где R_H - сопротивление нагрузки в коллекторных цепях VT₁ и VT₂, равное Напряжение гетеродина, управляющее током VT₃, прикладывается к эмиттерам VT₁ и VT₂ в фазе. Напряжение, снимаемое с вторичной обмотки Т₁ управляет этими же транзисторами противофазно. Тогда если под действием U_c (t) транзистор VT₁ открывается и его эмиттерный ток увеличивается, то эмиттерный ток VT₂ уменьшается на ту же величину. Противоположные изменения токов коллекторов VT₁ и VT₂ в первичной обмотке T₃ приводят к удвоенному отклику напр. промежуточной частоты, наводимому во вторичной обмотке T₃. Так как эмиттерные токи VT₁ и VT₂ зависят от u_г(r), на выходе возникает напряжение с преобразованной частотой сигнала. Колебания гетеродина на выходе ПЧ подавляются, так как токи, наводимые им в L_K, противоположно направлены. Соответственно и ослабляются шумы гетеро­дина, а также четные гармоники.

Для варианта ПЧ с подачей на ВХ₁ колебания гетеродина, а на ВХ₂ сигнального колебания возможна работа в режиме перемножения колебаний (аналогично рассмотренному варианту) и в режиме параметрического пре­образования.

При перемножении крутизна преобразования определяется выражением и коэффициент передачи смесителя по напряжению сигнала для несимметричного выхода с любого плеча дифференциального усилителя K=Y₂₁R_н где R_H -эквивалентное сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT₁ (VT₂) на промежуточной частоте. При симметричном выходе коэффициент передачи удваивается и в спектре выходного сигнала отсутствует составляющая с частотой сигнала. В режиме перемножения U_г и коэффициент . В этом случае крутизна дифференциального усилителя (т.е. по гетеродинному входу) не зависит от U_Г и имеет максимальное значение 0,5I_к/ . Тогда крутизна преобразования и прямо пропорциональна U_r.Такой режим работы ПЧ отличается высокой чистотой спектра выходных токов, в котором, кроме составляющих основных частот f_г и ослабленной f_c содержатся только две комбинационные составляющие с частотами f_г-f_c и f_г+f_c. При параметрическом преобразовании U_г > (5...7) и крутизна преобразования U_г не зависит от самого этого напряжения, а b В результате напряжение на выходе ПЧ максимально и практически не зависит от U_г. В этом случае транзисторы дифференциальной пары поочередно открываются и закрываются с частотой f_г, т.е. смеситель работает в ключевом режиме. Гармоники с частотами mf_c (где m=2,3...) могут возникать только в цепях транзистора VТ₃. Нелинейность характеристик дифференциальной пары не вызывает появления таких гармоник, поэтому при работе VT₃ в линейном режиме в спектре токов транзисторов дифференциального каскада отсутствуют все гармоники, кратные разностной частоте. Однако при достаточно большой амплитуде U_c (например, большей при подключенной на схеме в эмиттер VT₃) возникают гармоники с частотами mf_c и на выходе ПЧ появляются значительные нелинейные искажения.

18. Диодные преобразователи частоты умеренно высоких частот. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

Напряжение сигнала ч/з T1 прикладывается к VD, к которму ч/з T2 подводится U_Г.Под действием U_{Г ­}крутизна VD периодически измен-ся с f_Г. В рез-те чего в цепи образ-ся составляющие вида kf_Г f_C. Составляющая f_ПЧ создаст на выходе контура L2C2 напряжение ПЧ за счет прямого преобразования частоты. Параметры преобразования (с учетом того что VD являя-ся ИДЕЛАЬНЫМ как показано на рис):θ=90⁰, при этом внутренний коэфф усиления μ_пр=2/п=0,64. Характеристическая прово-ть: g_K= Крутизна преоб-ия S_ПР=S/п, а провод-ть S/2. Т.о. коэфф передачи диодного преобр-ля 0,2…0,4, а К­_Ш=10..12дБ. Для ↓ К_Ш и для ↑ К_ПЕР однодиодного смес-ля следует ↓θ . С этой целью вводится дополнительный источник смещения либо создается цепь автосмещения(R₀, C_бл). θ VD в этой схеме определяется выражением .↓ θ приводит к ↑ μ_пр­ но μ_пр<1При малых θ=(10…20)⁰ К_пер=0,4…0,5, а К_Ш=8..10дБ как видно К_ПЕР низкий отсутствует развязка между сигнальной и гетеродинной цепями. Вследствие чего возможно излучение ч/з А, а также взаимное влияние контуров U_Г и U_C.Отсутствие цепей развязки в ПЧ → к тому что VD прикладываются fc и fпч поэтому в схеме происходит 2 процессов: преобр-е fпч и обратное fпч в fс, причем параметры этих преобразований будут одинаковы. Перечисленные недостатки и особенно значимый уровень комбин-х помех за сче шумов гетеродина ограничивают сферу ДПЧ простыми РПТ.

Многодиодный преобразователь частоты УВЧ.Для ↓ влияния шумов гетеродина возможно использование смесителей с балансной (а) и двойной балансной структурой (б). В БПЧ имеется симметричный вх для Uc. К средн точке Lсв1 подво-ся Uг. Провод-ть VD измен-ся во времени с fг так , что 0-ые значения пров-ти VD а также их max значения возникают одновременно. Поэтому ток сигнала замыкается ч/з VD1, Lсв1, и VD2 измен –ся по величине с fг. В рез-те появ-ся сост kf_Г f_C где К=1,3,5 Т.о. плотность комбинир-х f снижается в 2 раза. Колеб-ый контур L2C2 настроен на fпч обеспечивает выделение полезной составляющей. Балансный ПЧ обеспечивает подавление шумов гетеродина, развязку Г и С, развязку Г и ПЧ и небольшой выйгрышь в ДД(3дБ) При это его К_Ш и К пер такжекак и в один ПЧ, а относит Pг должна должна быть ↑ на 3 дБ.

Здесь кроме подавления Uг обеспе-ся подавление Uc а также его гармоник. Т.о. на вых ПЧ комбинации частот четных порядков в том числе f и гармоники преобразованного сигнала fс и fг будут компенсироваться. В рез-те плотность сигнала комбинир f ↓ 2 раза по сравнению с балансным смесителем. Применение ДБС обеспечивает взаимную развязку Uc, Uг, Uпч цепей, при этом ↑ в 2 раза Кпер и его значение в предел составляет 4дБ.ДД↑ на 6 дБ. Кш ↓ до 5,5…6дБ Использование ДБС требует повышенной мощности гетеродина примерно на 6 дБ по сравнению с одиночной схемой. Т.о. применение ДБС обеспечивает высокую помехоустойчивость РПТ и позволяет исключить из схемы фильтр пробку ослабл-ий сигнал fпч. В широкопол. РПТ ДБС состоит из 2 стандартных симметрирующих трансформаторов с K=1:2:2, 4 VD и иногда дополнит цепей смещения(3).

При мощности Uг 13 dBm точка компрессии сост-т 7…9 dBm Для ее↑ в схему вводится доп смещение. Это позволяет обеспечить значение точки компресс 15..18 dBm Но при этом Кш сост-т 6,5..7дБ, дальнейшее ↑ линейности смесителя с пассивн элементами возможно при использовании гетеродина с миандровой формой колебания

19. Преобразователи частоты свч диапазона. Схемы, конструкции назначение элементов, параметры.

Принципиально, работа ПЧ СВЧ диапазона ничем не отличается от работы ПЧ в трактах умеренно высоких частот. Но вследствие пониженной абсолютной избирательности резонансных цепей в диапазоне СВЧ, узкополосности радиоприемных трактов, уменьшения крутизны преобразовательных элементов, трудностей получения больших мощностей гетеродина и топологических особенностей реализации смесителей СВЧ, такие смесители имеют некоторые особенности. В случае, когда трудно обеспечить частотную селекцию по зеркальному каналу в преселекторе, используются схемы преобразователей частоты с фазовым подавлением, структуры которых показаны на рис(1). При подаче на вход сигналов с частотой fс и фазой φс и с частотой f3K и фазой φзк они передаются в смесители 1 и 2, на гетеродинные входы которых подаются колебания с частотой fг и фазами (φг+90°) и φг. В результате преобразования, на выходе смесителя 1 получают сигнал полезной частоты fс -fг с фазой φс - φг-90° , а также зеркальную помеху с частотой fг-fзк и фазой φг - φзк+90°. На выходе смесителя 2 частоты те же, но с другими фазами φс -φг и φг - φзк. После фазов-ля на 90° в канале смесителя 1 сигналы сумм-ся. При этом помеха ЗЛ имеет в верхнем и нижнем каналах противоположные фазы и при сложении в сумматоре компенсируется. Сигнальные же составляющие синфазны и поэтому суммируются. Схема также компенсирует гетеродинные колебания и его шумы.

Технически небалансные смесители могут быть выполнены на диодах либо транзисторах, встроенных в волноводную или микрополосковую линию.

Смесительная секция с диодом и коаксиальным выводом постоянного тока и промежуточной частоты соединена с направленным отв-м (НО) , в прямое плечо которого подается fc, а в боковое плечо - fг (мощность которого составляет 0.5..3мВт). НО вносит ослабление по гетеродинному плечу около 10 дБ, то подводимую мощность необходимо ↑, при этом остаток Pг(0,9), должно поглощается в балансной нагрузке. Миллиамперметр позволяет установить оптимальный режим работы смесителя: I_опт=0.5...1мА и проконтролировать работоспособность гетеродина и исправность диода.

Главный недостаток небалансного смесителя: преобразование шумов гетеродина на ПЧ. поэтому К_ш=10.. 15. К_ш можно ↓ до 5.. 6 дБ охладив смеситель до температуры жидкого азота (77 К°). Другой недостаток заключается в высоких интермодуляционных шумах и заметных нелинейных искажениях, которые ограничивают величину ДД величиной 50 дБ.

В современных СВЧ РПТ в большинстве случаев применяют балансные смесители(БС). Основным достоинством которых является способность подавлять шумы гетеродина (что является важным для обеспечения минимального К_ш) . Схема БС включает 2 смес-ные секции и СВЧ-мост (квадратурный, кольцевой и т.п.).

К двум плечам моста подключают смесительные секции, а к двум подводят fc и fг. При соблюдении определенных фазовых соотношений, между этими колебаниями формируются контролируемые фазовые сдвиги. В результате преобразованные сигналы имеют одинаковые фазы и поэтому на выходе смесителя суммируются, а преобразованные шумы, как и колебание гетеродина, подавляются вследствие их противофазности. Коэфф подавления шумов гетеродина для типовой конструкции составляет 15..30 дБ. Как и в смесителе более низких диапазонов частот, коэффициент шума балансного смесителя и коэффициент передачи такие же как и у однодиодного смесителя. При использовании пары диодов ЗА111Б, Кш= 7.. .8 дБ.

Применение топологии БС в микрополосковом исполнении. Разнополюсовое вкл VD1 и VD2 позв-т обеспечить компенсацию шумов гетер-на непосредственно на общев выходе VD по ПЧ и при этом можно испол-ть простую небольщую схему УПЧ.

Другим характерным примером БС является смеситель на двойном Т-мосте.

Здесь fc по волноводу перед-ся в смес-ую камеру, сост-ую из перпендикулярного волновода. С другого плеча Т-моста подается fг. Стрелки показывают направление силовых линий. VD помещают в пучностях эл-го поля, подстройка которых -ся короткозамыкающими плунжерами. Промежуточная частота fпч снимается с колебательного контура на L_KC_K. Реализация методов регенерации ЗК и суммарной частот позволяет достигнуть К_ш=2.. .4дБ.

Дальнейшее улучшение хар-к СВЧ СМ предполагает использование двойных БС, конструкция которых выполняется в микрополосковом исполнении виде интегральных микросхем.

20. Упч с одноконтурными и двухконтурными lc фильтрами. Схемы, назначение элементов, параметры.

Однотактный УПЧ с настроенными контурами.

Усилители промежуточной частоты (УПЧ) предназначены для усиления сигналов промежуточной частоты, поступающих с преобразователя частоты. УПЧ обеспечивают у силение и фильтрацию сигналов в заданной и неизменной полосе частот, ширина которой много меньше сигнальной частоты. Простейшим типом полосовых усилителей является УПЧ с одиночно настроенными контурами. В усилителях этого типа используется цепочечное

включение идентичных каскадов, содержащих резонансные контуры, подключенные с помощью трансформаторной либо автотрансформаторной связи к АЭ:

Вх сигнал ч/з Ср подводится в базовую либо затворную цепь тр-ра, режим работы которого устан-ся для БТ- Rэ, для ПТ – R4. Для обеспечения высокого Кпер АЭ за счет исключения действия послед ОС по току эти R шунтируются Сбл,номинал которго рассчитывается исходя из условия min-го Xc на fрабпч. Очевидно что представленные каскады отлич-ся от УРЧ лишь Ск котор в УПЧ const, а в УРЧ выполнены виде КПЕ или варикапа. При анализе харак-к многих полосовых усилителей, необх выяснить влияние числа каскадов N на коэффициент прямоугольности АЧХ. Коэф прямо-ти (Кп) опред-ся на основе анализа АЧХ n-усилителей который определяется произведением отдельных резонансных харакет-к каскадов: - обобщенная расстройка. ПП на уровне 3дБ, f0- част настр =fпч. Резонансная ПП на уровне 0,7: , а Анализ этих выражений показывает что с ↑ N ПП на уровне 0,7 и γ ↓ стремясь в пределе к 0. Поэтому для обеспечения задан ПП необх ↓ Qконстр ,в каждом из усилит каскадов, т.е. фактически расширять ПП. При этом одновременно будет ↓ экв-ое сопр-ие контура имеет резон-ый коэф передачи. В результате n каскадов: эта зависимость имеет max при n=n_орt, наличие кот-го связано с тем, что при ↑ n в УПЧ проис-ит сужение резу-ей ПП. Поэтому для сохранения заданной П требуется расширять полосы отдельных каскадов, что и приводит к снижению передачи. На рис. показана характеристика К₀₁ для двух случаев построения тракта: с шунтированием контуров (кривая 1) и без шунтирования (кривая 2). Видно, что реализуемый коэффициент передачи примерно одинаков для обоих случаев. Трудность получения большого усиления при заданной избирательности определяет необходимость максимально эффективного использования одиночного каскада. При этом важно помнить такие каскады должны обеспечить усто-ое усиление сосот-ее 10-ки и 100-ни тыс единиц на одной f. Выр-е для определения max-го

устой-ого Kус каскада опред величиной:

Y21 –прово-ть прямой передачи тра-ра в мА/В. С12 – проходная емкость. fmax –max f ПП в МГц.

С целью ↑ эфф-ти раб од каскада применяют АЭ с большой S, малой C12 (что ↑ развязку между вх и вых каскада и вых С ). В связи с этим при построении УПЧ достаточно часто используется каскодное вкл VT.

Здесь вх сигнал ч/з Ср подв-ся к базе VT1, режим работы которого устанавл-ся баз делителем Rб1,Rб2,Rэ, котор шунтируется Cбл для иск действия послед ОС по току ВЧ. VT2 под-ся по схему с ОБ режим работы которго уст-ся баз делителем Rб3,Rб4. Реж питания каск-го тра-ра обес-тся +Еп→Lк→VT2кэ→VT1кэ→Rэ→земля.

При таком режиме питания Y21 VT1 и Y21 VT2 равны. В рез-те VT1 обеспечитвает усил напряжению=1, а усиление по I =β. VT2 - по напряжению,

а усиление по току .

При использовании такой схемы для усиления сигналов с невысокими fпч (до 1 МГц) в базов цепь вкл Cбл без Rб. При ↑ f пч, Сбл в базовой цепи VT2 может приводить к самовозбуждению каскада, поэтому для таких ПЧ 10…100-ки МГц исп-ся схема с Rб без Сбл.

Однотактный УПЧ с взаимно расстроенными контурами.

Улуч-е параметров УПЧ возможно при переходе одиночными взаимно расстроенными контурами. Резон-ые контуры L_K1C_K1 и L_К2,С_К2, в отличие от предыдущего случая, принудительно расстраиваются относительно центральной частоты (fo⁼fпч) вверх и вниз на некоторую величину (Δf), соответству ющую изменению обобщенной расстройки на Δξ. В таких усилителях П1=П2; ;

В этих усл-х возм-о сужение ПП отд конутров за счет ↑ Q. В итоге ↓ Кпγ за счет ↑ скатов АЧХ ↑ Rоеэкв что → к ↑Кпер. При сравнении с один контурами эта система имеет nopt что соотв большему Кпер с ↑ расстройки. характеристики усилителя будут улучшаться, но изменится форма АЧХ. При β»1 хар-ка стан-ся двухгорбой, а при β»2,41 в хар-ке появл-ся провал ниже уровня 0,707. Поэтому это значение ответствует предельной расстройке. Наиболее удобно выбирать βкрит=1 соот переходу к двухгорб. Зависим-ть K0(β) для УПЧ с взаимно расстроенными контурами имеет вид.

С целью дальнейшего улудшения хар-к УПЧ исп-ся схемы с двухтакными фильтрами вида.

Зедсь вх сигнал ч/з Ср под-ся к базе VT реж рабоыт которго определяет базовый делитель Rб1,Rб2,Rэ зашунтированные Сбл. Режим питания в колл-ой цепи об-ся от положит источника питания +Е ч/з Lк. Номиналы элементов LкСк в первом и во втором

Контуре одинаковые(они настроены на одну f). Форма АЧХ двухконтурного фильтра повторяет АЧХ двух независимых контуров с расстройками, но в этих контурах взможно исп-ие меньшей Сk, что позволяет ↑ Кпер (К₀): ., где β=KсвQэкв, В итоге каскад обеспечивает ↓ Кпγ за счет ↑ скатов АЧХ , ↑ Rэкв за счет ↓ Ск, но в крит режиме (βкрит=1) результирующий К0=0,5К0max. Т.о. оптимально количество каскадов соответствует количеству каскадов с взаимно расстроенными контурами, такое же значение обеспечивается общи рез сопр каскада, но упч с 2-х конт фильтром проще настроить ,т.к. при слабой связи между контурами(Ссв малое) все контура настраиваются на одну f затем ↑ Ссв доводят ПП до требуемого занчения.

21. Упч с фильтрами сосредоточенной избирательности. Схемы, назначение элементов, параметры.

Фильтр сосредоточенной изби-ти на LC-элементах состоит из нескольких контуров с внутренней индукт либо емк связью, реалии-их баттервортовскую, чебышевскую или кауэровскую (эл­липтическую) перед-ную харак-ку. Фильтры, описываемые первой завис-ью, имеют гладкую АХ как в полосе, так и за ПП, однако наименьшую крутизну скатов АЧХ (а). Чебышевские фильтры в полосе прозрачности имеют коле-ую перед-ую хара-ку и гладкую внеполосную при этом крутизна ската средняя (б). Эллиптические (кауэровские) фильтры обладают наибольшей крутизной скатов и коле-ой АЧХ в полосе и за ПП (в). Наибольшее применение в качестве ФСИ находят фильтры с баттервортовской и чебышевской харак-ми, поскольку эти фильтры имеют гладкие фазовые хара-ки. Стр-ра всех фильтров в целом сходна и для случая с внешнеемкостной связью приведена на рис.

Элементы этого фильтра для баттервортовской аппроксимации рассчитываются:

Фильтр, реализованный на LC -фильтрах обеспечивает изби-сть по соседним каналам 50...80 дБ при полосном затухании 7... 10 дБ.

Принцип действия фильтров на основе механического резонанса состо­ит в прео-нии элект-их колебаний в механические, возбуждении ими механической системы и обратном преоб-нии в элект-ие. Фильтры реализуются на основе пьезоэлектриков - кварца, керамики и магнитострикционных, т.е. изменяющих свои размеры под действием маг­нитного поля, материалов. Основой кварцевого фильтра является кварцевый резонатор - пластина кварца, помешенная в специальный кварцедержатель. Под действием при­ложенного U сигнала в пластине возникают механические кол-ия. Т.о. получается избир-ая система с весьма узкой ПП (десятки - сотни герц) и соответствующей доброт­ностью 10⁴ - 10⁶ единиц. Резонаторы соб-ся в мостовую либо цепочечную структуру, образуя фильтр (а,б). Емкость С компенсирует влияние емкости кварцедержателя, балансируя мост на частоте (в).

В современных РПТ исп-ся также монолитные кварцевые фильтры, представляющие собой решетку из электродов, нанесенных на поверхность кварца. Электроды действуют как резонаторы, а участки между ними - как элементы связи. Кварцевый фильтр вкл-я в УПЧ ч/з кол-ые контуры L_KC_K (а), которые согласуют вх и вых сопр-я фильтра (1-8 кОм) с трактом и ↑ затухание фильтровой системы для больших расстроек (б).

Полосное затух-е фильтра не прев-ет 2 - 3 дБ совместно с согласующей системой, селективность составляет более 60 дБ.

Пьезокерамические фильтры (ПКФ) выполняются аналогично монолитным кварцевым фильтрам, однако решетка наносится на поверхность пьезокерамики. Эти фильтры более просты в изготовлении, но обладают худшей селекцией, не превышающей 30 - 40 дБ, так как добротность элементов составляет 300 - 600 единиц. Схема вкл-ия ПКФ в тракт приемника проще и обычно не содержит согл-их контуров на вых фильтра (а иногда и на входе). При этом выход фильтра вкл-ся непосредственно в базовую цепь тран-ра 1-го каскада усилителя ПЧ.

Фильтры па поверхностных акустических волнах (ПАВ) также представляют мех-ую систему, содерж-ую пьезоэле-ую подложку из ниобата лития либо танталата лития, на которой методом фотолитографии нанесены штыревые электроды (а). Вх преоб-ль возбуждает в подложке упругие деформации, которые в виде поверх-ой акуст-ой волны распр-ся по поверхности подложки фильтра и достигают выходного преобразователя. Свойства среды распространения и конфигурация штыревой структуры преобразователей определяют форму АЧХ фильтра. На б приведена схема включения ПАВ в тракт. Вход фильтра автотрансформаторно включен в контур L1C1 а вых согл-ся катушкой Z₂, которая компенсирует выходную емкость фильтра.

Известна широкая номенклатура фильтров на ПАВ. Типовая селектив­ность фильтров для диапазона 100 - 1000 МГц составляет 40 - 60 дБ при полосах пропускания 10 - 100 МГц и полосном затухании 5... 15 дБ. Для диапазона 40 - 80 МГц имеются фильтры с селективностью 40 - 50 дБ при полосе 0,2 - 0,5 f_ПЧ и затуханием, равным 4-8 дБ.

Достижения полупроводниковой техники и особенно микроэлектроники обусловили интенсивную разработку и широкое использование активных RC-фильтров (АФ) в РПТ, технология изготовления которых хорошо сочетается с технологией интегральных микросхем. Активные RC-фильтры, уступая в ряде случаев по параметрам электромеханическим фильтрам, обеспечивают возможность получения разнообразных частотных характеристик, совмещают в одном устройстве функции фильтрации и усиления, имеют малые массу и габариты при низких промежуточных частотах.

По сравнению с LC-фильтрами АФ также имеют ряд преимуществ:

1. Изго-ие катушек индуктивности предусматривает такую малоэффективную операцию, как намотка. Активные RC-фильтры могут быть успешно реализованы в интегральном виде, что позволяет автом-ть производство, избежать настроечных операций и снизить стоимость фильтров.

2. Известно, что катушка индуктивности является одним из самых ненадежных и нестабильных элементов радиоаппаратуры. По этой причине изготовление изби-ых устройств только на основе испол-ия АЭ, R и C (особенно при изготовлении названных элементов в интег-ом виде) существенно ↑ стабильность и надежность всей аппаратуры.

3. Исп-ие катушек инд-и неизбежно приводит к возникновению электромагнитных полей. Чтобы исключить обусловленные ими паразитные связи, чаще всего приходится использовать экраны. При этом ↑ стоимость аппаратуры, ↑ ее размеры и масса.

4. Для получения больших индуктивностей приходится использовать сердечники из различных магнитных материалов. Это увеличивает массу и габариты катушки и, как правило, снижает ее стабильность и надежность.

5. Применение LC-фильтров обеспечивает лишь фильтрацию сигналов, в то время как АФ также усиливают сигналы.

22. Амплитудные детекторы. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

Диодный амплитудный детектор. Режимы работы, параметры, назначение элементов.

АД преобр. АМ колеб. высокой либо промеж. частоты в напр.или ток, ~ огибающей вх. ВЧ сигнала. С матем. т. зр. АД вып-ет операцию вычисления модуля вх. ВЧ-сигнала.

Основным типом АД, применяемым на практике, явл-ся Д с нелин. элементом, в кач-ве которого используются VD и VT. Наибольшее распр. имеют детекторы на п/п VD, так как они менее склонны к перегрузкам и не требуют источников питания.

Для дет-ния АМ-сигн. исп-ся VD с хорошими выпр-щимиp св-ми, у которых C_VD<0.1пФ . Уровни подводимых к ним сигналов таковы, что среднее значение проходящих через VD токов существенно превосходит их токи насыщения. Принимая во внимание значения f_пч, можно не учитывать С при рассмотрении поведения VD в АД и предст. его в виде послед. соединения диф. сопр. p-n-перехода R_диф и сопр. материала полупроводника r_б .Для таких VD I_нас < 1 мкА, а r_б = 40…100 Ом. При I_д = 50... 100 мкА R_диф >> r_б , а Uд= 130...200 мВ. При Uд <200мВ (для Si VD )ВАХ может быть аппрокс. квадратичной. ф-ей.

Параметры экв. схемы не будут изменены, если амплитуды подводимых к детектору сигналов будут < 350 - 700 мВ. Если Iд> 2...3 мА, то Rдиф<< r_б Uд = 400 - 450 мВ. При больших Iд хар-ка VD вырождается в прямую линию, асимптотически пересекающую ось U при значениях Uд= 250...300 мВ, и имеет крутизну У_2]Д = 1/ r_б. При этом I_д ≈У_21Д U_д. У_2]Д не явл-ся const,т.к. при больших прямых токах сопротивление г₆ падает по причине уменьшения уд. сопр. материала п/п. При I_Д < 5мА выбором некоторого среднего значения можно максимально приблизить идеализированную ВАХ к реальной характеристике VD. Указанный режим работы реализуется при подводимых к детектору сигналах с уровнями 1,0...2,0 В.

Квадратичному дет-нию сооотв. уровни подводимых сигналов <350мВ. при этом вых. ф-ция ~ U²_д. В вых. токе будут присутствовать нелин. сост-щие ~ U²_вх. Кроме этого, в вых. токе будут присутствовать сост-щие вх. сигн. Нелин-ть VD приводит к изм-нию спектр. состава сигнала.. Для выделения полезного сигнала и подавления остатков продуктов нелинейного преобр-ния Д вкл. ФНЧ, который обесп. подавление верхних продуктов нелин. преобр.

В кач-ве ист. сигн. Д исп-ся вых. контур последнего каскада УПЧ либо УРЧ (для РПТ прямого усиления), индуктивно связанный посредством L_CВ с вх. цепью Д. П/п VD вып-ет роль нелин-го преобр-ля, а RС-нагрузка –роль фильтрующей системы. Такой Д наз-ся послед, т.к. VD и его нагрузка включены послед. по отн. к ист. сигнала.

При дет-нии на зажимах L_CB. индуцируется сигнал ВЧ, под действием в цепи возн. пульсирующий ток. Ток VD, проходя через С, заряжает его (путь заряда: внутр. сопр. VD, С, L_CВ) и формирует напр. на нагр. АД. Для искл. его влияния на режим работы по пост.току первого каскада тракта модулирующей частоты (ТМЧ) в схему включен С_р. Во время отриц. полупериода ВЧ- колеб С разряж. через R с τ_р = RC. Парам. нагр. подбирают так, чтобы τ_зар < т_р. С выб-ют такой, чтобы ее сопр. току ВЧ было << сопр. нагр. Д:R>>1/(2πf_ВЧС), а сопр. току низкой част. R<<1/(2πFС). Коэф. передачи в этом режиме имеет небольшую величину(<0,1) и возрастает ~ ампл. вх. сигн. R_вх в режиме слабого сигн. обратно пропорц. крутихне. Д в режиме слабого сигн.вып-ет операцию по вычислению квадрата модуля вх. величины, поэтому иногда наз-ся Д мощности. Эти детекторы иногда применяются в вещательной аппаратуре невысокого класса.При этом необходим обяз. учет нелин. искаж., вносимых АД. К_г=М/4, где М-индекм модул. АМ-колеб.

В режиме сильного сигнала схема Д сохр. прежний вид, но детекторная хар-ка линейна. Для этого режима характерно наличие отсечки тока VD с θ=10,,20°. Такой θ возн. за счет пост. напр. на С, которое приклад-ся к VD в обр. полярности. , R_обр-обр. сопр. VD =100-150кОм.

Коэффициент передачи в режиме сильного сигнала:

В режиме сильного сигнала ,

Вх. сопр. желательно увеличивать во избежание шунтирующего действия АД на колебательный контур L_kC_k . Для допустимого 25%-го снижения Q при подключении АД к контуру коэффициент включения -резон. сопр. ненагр. контура.

Балансный, параллельные АД, АД на ОУ. Схемы и сравнительные хар-ки.

Использование двухтактного детектора равносильно ↑ частоты несущей в 2 раза.

В технике радиоприема находит применение и параллельный Д. Отличительной особенностью является включение нагрузки R и диода VD параллельно источнику сигнала. Поэтому ВЧ напр. приложено не только к диоду VD и нагрузке, но и к выходу Д.

Для ослабления напряжения ВЧ используется цепочка RфСф. Конденсатор нагрузки С включается последовательно в цепь источника сигнала и служит одновременно разделительной емкостью по пост. току. Это позволяет использовать детектор в схемах с закрытым входом, т.е. его можно подключить к цепи с высоким постоянным потенциалом. Принцип действия параллельного детек­тора аналогичен принципу действия последовательного.Параллельные детекторы применяются чаще во вспомогательных каскадах РПУ, например в системах АРУ в связи с низким входным сопротивлением R_вх≈R/3,(что обусловленно параллельным включением R для токов ПЧ.

С целью повышения эффективности детектирования и снижения необходимого уровня напряжения в тракте УПЧ в современных РПУ исп-ся Д на ОУ, которые представляют собой усилитель пост. тока, охваченный ОС:

Сигнал промежуточной частоты подается на неинвертирующий вход дифференциального усилителя, усиливается и поступает к диоду. Одновременно часть выпрямленного напряжения подается на инвертирующий вход усилителя. В результате к диоду прикладываются усиленные входное и часть выпрямленного напряжения. Д на усилителе постоянного тока с ООС фактически заменяет эквив диод, к которому на вход подводится сигнал, усиленный в (1+ R₂/ R₁). Max амплитуда детектированного сигнала определяется предельно допустимым напряжением на диф. входе усилителя, при этом на нем одновременно присутствует выпрямл. напр. Чем больше выпрямл. напр, тем больше амплитуда детект-го сигнала и тем шире ДД хар-ки детектирования.

23. Синхронный детектор. Принцип действия, схема, параметры, назначение элементов.

24. Частотные детекторы с преобразованием частота-амплитуда. Принцип действия, схемы, параметры, назначение элементов.

^{ЧД наз-ся устр., вых. напр. которого зав-ит от част}. вх. сигнала. ЧД прим. для дет-ния чм- колеб., а также в сист. ЧАП и следящих измерителях.

Ч Д подразделяются на 3 группы: частотно-амплитудные, частотно-фазовые и частотно-временные. В каждой из групп осущ-ся преобразование ЧМ в AM, ФМ и ИМ, соответственно. В рез-те преоб-ния изм-ние част. приводит к изменению амплитуды, ко­торое детектируется АД. Структурная схема частотно-амплитудного детектора.

Ограничитель служит для устранения влияния изменения амплитуды входного сигнала на выходное напряжение

На VT собран усилитель-ограничитель. В кач-ве преобразователя чм-колебания в ам исп-ся колеб. контур LC, который расстроен относительно несущей чм-колебания на величину Δf₀, благодаря чему является элементом, чувствительным к изм-нию _{част. вх. сигнала.} АД выполнен на VD и R_h ,C_h. Колеб. контур осущ-ет преобр-ние чм колебаний в колебания изменяющейся амплитуды, причем амплитуда ~ девиации частоты, а АД выделяет огибающую напр. Недостатком такой схемы явл-ся малый лин. участок АЧХ колеб. контура, что огран. возможность дет-ния сигн. с большой девиацией част. Этот недостаток устраняется в двухтактных ЧД.Двухтактный Д с расстроенными контурами содержит 2 колеб. контура L₁C₁ и L₂C₂ , которые расстроены на Δf соответственно, выше и ниже несущей частоты входного сигнала.

Вх. чм-сигнал через С_рподводится к базе VT, на котором собран усилитель-ограничитель. Вых сигнал через L_св подводится в 2 цепи, вып-ные на L₁C₁, VD1 и L₂C₂, VD2, С, R, объединенные общей точкой. При ↑ част. вх. сигн. она приближ. к част. настройки 1 контура и отдаляется от частоты настройки 2-го, сл-но напр. на выходе верхнего плеча ↑, на нижнем ↓ и на выходе пол-ся полож. отклик(правая часть кривой).Если f=f₀ ,то напр. на обоих контурах одинаковы и, сл-но, получаемые после амплитудного детектирования напряжения также равны. Тогда разностное напряжение равно нулю (рис точка fо). При ↓f вх. сигнала она приближается к резонансной частоте f2 2-го контура, вызывая ↑ напр/ на вых/ нижнего плеча и приводя к изменению полярности выходного отклика (рис. левая часть кривой fо..f2).Хар-ка двухтактного Д имеет довольно протяженный участок лин. дет-ния. Однако это преимущество реал-ся только при тщательном подборе частот расстроек контуров.

25. Частотные детекторы с преобразованием частота-фаза. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

Фазовый сдвиг на контуре при небольшом отклонении от резон. част. ~ расстройке. Это позволяет прим. колеб. контур в ЧД для преобр. отклон. част. в отклон. фаз. сдвига с посл-щим фаз. дет-нием.

З десь вх. сигнал усил-ся резон. каскадом, вып-ным на VT. В отличие от Д с расстроенными контурами LkCk настроен на центр. част. приним. сигн.Приходящий сигнал индуцирует ЭДС в катушке колебательного контура LкС_к и на контуре образуется напряжение, сдвиг фазы которого зависит от частоты Одновременно сигнальный ток создает на катушке связи L_CB опорное напряжение, фаза которого относительно тока постоянна в широкой полосе частот. Это позволяет использовать напря­жение это напр. в качестве опорного при детектировании фазы. Напряжения выдел. на контуре и опорное суммируются и результат поступает на вход АД. Так как амплитуда суммарного напр. зав-ит от сдвига фаз между сигнальной и опорной сост-ими, а сдвиг фаз зав-ит от част., то напряжение на выходе АД также зав-ит от част. При значительных отклонениях част. сигнала от резонансной происходит нарушение линейности детекторной хар-ки. Тогда возможно улучшение парам. ЧД при переходе к балансной схеме.Балансный ЧД с двумя связанными настроенными контурами называют фазовым дискриминатором.

С хема состоит из ограничителя на VT, нагрузкой которого является система двух связанных контуров L₁C₁, L₂C₂настроенных на одну и ту же частоту.Др. L3 служит для замыкания постоянных и переем. составляющих токов диодов. Напряжение U1 с первичной обмотки контура через емкость С_св связи подается в среднюю точку вторичного контура и на диоды VD1 и VD2 в фазе, а напряжение со вторичной обмотки - в противофазе.Т.к. на VD подается напр. один. част., то в зав-ти от его величины и сдвига относ. друг друга по фазе . напр. на АД1 и АД2 будут изм-ся, т.е. будет иметь место фаз. дет-ние. Напр. на вых. дискрим.: U_вых=Y₂₁R_{oe экв}mK_дΨ, Y₂₁-крутизна VT в ограничительном режиме. R_oe- резон. сопр. L₁C₁ R_oe=2πf₀Q_kL₁, m- коэф. вкл. L₁C₁ в коллекторную цепь транзистора : , Q_k- собств. добротн. контура,

R _вых-вых. сопр. транзистора , , , -относит. расстройка, β-фактор связи контура

β= КсвQэкв. Для ↑К_д и ↓ искаж. за счет нелинейности Ψ рекоменд. β=0,6..1, ζ≤0,5 β

26. Фазовые детекторы. Принцип действия, схемы, назначение элементов, параметры.

ФД наз. устр. , которое служит для созд. напр. ~ разности фаз между сигн. и опорным колебанием, т.е. если на вход ФД действ. напр. U_вх=Ucos(wt+φ(t)), то на вых. в рез-те дет-ния появ-ся сост-щие вида U_вых=К_ФД φ(t). Т.к. в спектре ывх. сигн. имеются част. сост-щие, которые отсутст. в спектре вх. сигн., то для реализации ФД нельзя исп-ть лин. сист. соnst парам. Фаз. дет-ние не осущ. в простой безинерц. нелин. сист(поскольку в ней пост. сост-щая тока Д зав-ит только от ампл. вх. сигн. и не зав-ит от f и φ), поэтому ФД можно реал-ть на осн. лин. сист. с прем. парам.Однотактный диодный детектор:

U ₀ наз. опорным, т.к. относ. него ведется отсчет фазы. VD,R,C(фильтр нагрузки)оюр-ет сист. полед. АД. Т.о. дет-ние фазомодул. сигн. сводится к преобр. их в ампл-фазомод-ное и дет-ние в АД. Принцип действия такого ФД можно пояснить рассматривая это устр. как сист. с амплит. дет-ем суммой 2 гврм. кролеб с один част w₀, в рез-те вект. слож. этих колеб., получ. напр. той же част. с ампл. . Напр. U_д будет иметь несколько др. фазу в отличие от исх. φ1 и φ2. при этом напр. на вых. АД U_АД=UдКд. Зав-ть U_вых(φ) опр-ся соотн. между ампл. U и U_оп. При φ=0 вых. напр. макс. Если принять, что U<<U_оп, то . Т.о. при малых вх сигн. хар-ка дет-ния однотактного ФД имеет вид косинусоиды:

Н апр. на вых ФД имеет положит. полярность и макс. крутизну при φ=π/2. При изм |φ|≤π/3 дискр. хар-ка может аппрокс. прямой линией, угол наклона которой хар-ет К_фд .Если U≈U_оп, то дет-ная хар-ка превр. в циклоиду. Т.о. из-за малого лин. участка дискр. хар-ки невозм исп-ся в сист ЧАП(т.к. управл. напр. должно изменять полярность) однотактная схема нах. огран. примен.

Б алансный ФД – 2 диодных однотактных ФД, каждый из которых работает на свою RC нагрузку. Опорное U подается между ср точкой Lсв и точкой соединения С1 и С2. В рез-те на выходе каждого плеча ФД созд-ся Uвых1 и Uвых2 встречной полярности

Вх U подвоится к VD в противофазной полярности, т.к. фазы Uвх1 и Uвх2 отличны на 180⁰. В свою очередь Uоп подводится к VD в фазе поэтому U на выходе VD1 В рез-те UвыхФД будет определятся:

Если φ=0 то Uвых1= Uвых2, то U 0 φ=π/2 к диоду VD1 прикладывается большее U то U∑ 0Т.о. дискриминационная характеристика является четной функцией и имеет вид Cos-ды при U1,2 Если U1,2 Uоп, то при линейном детектировании АД находится в нелинейном режиме. Дискриминационная характеристика линеаризуется и в точках φ=π/4 отклоняется не более чем на 8%. Если АД работает в квадратурном режиме, то характеристика зависит от уровня U1,2 и Uоп и имеет вид Cos-ды c небольшой крутизной.

27. Частотная настройка рпт. Виды, элементы настройки.

Для приема сигналов от требуемых станций необходимо настроить РПТ на соответствующую частоту. Эта операция включает коммутацию диапазона, установку соответствующих частот гетеродинов и настройку резонансных преселекторов на частоту сигнала.

При коммутации диапазонов в РПТ находят применение механические и электронные системы. Первые отличаются простотой, устойчивостью к электромагнитным перегрузкам и отсутствием нелинейных эффектов. Одна­ко вследствие механического износа, окисления и загрязнения они нена­дежны и имеют ощутимые собственные реактивности контактных пар. Электронные же системы автоматизированы, компактны и экономичны, поэтому они наиболее широко применяются в радиоприемной технике.

В РПТ коммутация диапазонов производится переключением фильтров и контурных катушек индуктивности. Типовая схема электронной коммутации приведена на рис. 3.1, где катушки L₁ и L₂ подключаются в контур, образованный совместно с варикапом VD. Управление ключами VD и VD на коммутационных или p-i-n-диодах производится подачей положи­тельного потенциала в цепь соответствующего диода. В результате про­текания тока через диод цепь замыкается, подключая катушку в контур.

Для настройки РПТ на заданную частоту сигнала в пределах диапазона широкое применение нашла емкостная настройка (плавная или дискретная, т.е. настройка на определенные частоты с допустимым шагом). При этом возможно использование конденсаторов переменной емкости (КПЕ), диск­ретных конденсаторов переменной емкости (ДКПЕ) и варикапов.

Рис. 3.1 Рис. 3.2

полагать варикапы непосредственно в колебательных контурах, уменьшая тем самым паразитные межкаскадные связи.

Типовая схема цепи настройки (рис. 3.3, а) содержит варикап VD, потенциометр R₁, служащий для изменения постоянного напряжения, резистор R₂, исключающий шунтирование контура источником питания, и блокировочный конденсатор С_бл. При изменении управляющего напряжения U на варикапе происходит изменение его емкости (см. рис. 3.2) и перестройка резонансной цепи. При дискретной настройке напряжение на диоде изменяется ступенчато. Для одновременной перестройки цепей сигнала и гетеродина ис­пользуют варикапные матрицы.

Одним из основных недостатков электронной настройки является значительная нелинейность варикапа, которая особенно заметна при сильных сигналах и малых смещениях. Поэтому применение варикапа в цепях преселектора приводит к некоторому ухудшению селективности РПТ. Для снижения нелинейного поражения используют частичное включение варикапа в контур и встречно-параллельное включение (рис. 3.3, б). Благодаря взаимной компенсации четных гармоник нелинейные искажения существенно снижаются.

Рис. 3.3

В супергетеродинном РПТ необходимо согласование настроек контуров гетеродина и преселектора. Если для настроек используется один и тот же элемент, то требуется сопряжение настроек контуров гетеродина и пресселектора. Это объясняется различными требованиями к коэффициентам перекрытия контуров.

В качестве примера рассмотрим РПТ с частотным диапазоном f _{с min} = 100 кГц и f _{c max} = 300 кГц, промежуточная частота f _пч = 400 кГц, настройка осуществляется КПЕ с С _{к min} = 20 пФ и С _{к max} = 180 пФ. Коэффициент перекрытия частотного диапазона равен k_Д = f_{c max} / f_{c min} = 300/100 = 3. В соот­ветствии с формулой Томпсона

изменение емкости сигнального контура в 9 раз обеспечивает перекрытие заданного диапазона частот. Так как использован супергетеродинный прием­ник, то посмотрим, что произойдет, если аналогичный элемент настройки будет применен и в контуре гетеродина (рис. 3.4).

Минимальная и максимальная частоты сигнала гетеродина: f _{г min}=100+ +400=500 кГц; f _{г max}=300+400=700 кГц.

Индуктивность сигнального и гетеродинного контуров выбираем в соответствии с формулой Томпсона:

Если теперь уменьшить С_к в 9 раз, то частота гетеродина изменится в 3 раза и станет равной f’г _max = 1500 кГц, что будет существенно отличаться от значения, требуемого для получения промежуточной частоты. Приемник с точки зрения частоты гетеродина окажется настроенным не на частоту 300 кГц, а на частоту сигнала, равную 1500-400=1100 кГц. А так как сигнальный контур при этом будет настроен на частоту 300 кГц, то имеет место ошибка рассогласования (или сопряжения), равная 1100-300=800 кГц, и сигнал будет значительно ослаблен. Считается допустимой ошибка рассогласования, не превышающая половины полосы пропускания преселектора, т.к. чувстви­тельность РПТ при частотной перестройке должна изменяться не более чем в 2 раза (рис. 3.5).

В данном примере большая ошибка сопряжения связана с избыточным диапазоном изменения емкости контура гетеродина. Необходимо, чтобы для

контура гетеродина С _{к max} / С _{К min} = (f _{г max} / f _{г min}) = (700/500)² ≈ 2 .

Как видно из рис. 3.6, точное сопряжение (равенство f_г -f_с = f_ПЧ) имеет место только в одной точке в начале диапазона. Такой вид сопряжения наст­роек контуров сигнала и гетеродина называется одноточечным сопряжением. Он допускается, если ошибка сопряжения по всему диапазону не превышает допустимого значения.

О бычно одноточечное сопряжение выполняется в соответствии с рис. 3.7 внутри диапазона на частоте f₁ при небольших значениях коэффициента перекрытия диапазона по частоте k_д ≈ 1,1. При больших значениях k_д при­меняется двухточечное и трехточечное сопряжение.

Величина емкости С_пар выбирается такой, чтобы

При этом точное сопряжение получается в двух точках: в начале и в конце диапазона (рис. 3.9, а) Появляющуюся внутри диапазона ошибку сопряжения можно существенно уменьшить, сместив частоты точного сопря­жения внутрь рабочего диапазона (частоты f₁ и f₂ на рис. 3.9, б).

Точное сопряжение также получается в двух точках: в начале и в конце диапазона (рис. 3.11, а). Ошибку сопряжения внутри диапазона можно существенно уменьшить, сместив частоты точного сопряжения f₁ и f₂ внутрь рабочего диапазона (рис. 3.11, б). Частоты точного сопряжения выбираются таким образом, чтобы ошибки по краям и внутри диапазона были равными.

Т ретий метод - комбинированное трехточечное сопряжение (рис. 3.12). Он заключается в сочетании параллельного и последовательного сопряжения. Частоты точного сопряжения (рис. 3.13, б) выбираются из следующих соотношений:

Трехточечное сопряжение применяется, если k_д > 1,4 .

С увеличением полосы преселектора требования к сопряжению сни­жаются. Переход к электронной системе настройки принципиально поз­воляет полностью исключить погрешность сопряжения во всем диапазоне рабочих частот. Схема электронной настройки с синтезатором частот показана на рис. 3.14. Необходимая частота устанавливается в синтезаторе частот (СЧ). Далее, в синтезаторе напряжения (СН) происходит скачкооб­разное либо плавное изменение управляющего напряжения, что обеспечивает перестройку преселектора на частоту сигнала.

В процессе работы РПТ преобразованная частота может изменяться и отличаться от промежуточной, на которую настроен ТПЧ. Причиной явля­ется уход частоты РПдУ после настройки РПТ, уход частоты гетеродина РПТ под воздействием дестабилизирующих факторов (температура, влажность, механические воздействия и т.п). В результате спектр преобразованного сигнала оказывается смещенным относительно АЧХ-тракта промежуточной частоты, что приводит к его искажениям и появлению после детектирования нелинейных искажений либо к полному прекращению приема при больших уходах.

Системы автоматической подстройки частоты

Для автоматического поддержания преобразованной частоты в полосе тракта основной избирательности в РПТ используется система автомати­ческой подстройки частоты (АПЧ) (рис. 3.15). В случае отклонения проме­жуточной частоты от номинального значения на выходе различителя (Р) вырабатывается напряжение U_р, которое после усиления воздействует на уп­равитель У и управляемый генератор (УГ). Происходит изменение частоты гетеродина таким образом, чтобы сохранить номинальное значение f_пч. В качестве элемента подстройки в контуре гетеродина обычно используется варикап.

В зависимости от вида различителя классифицируют частотную автома­тическую подстройку частоты (ЧАПЧ) и фазовую автоматическую подст­ройку частоты (ФАПЧ). В ЧАПЧ измеряется отклонение преобразованной частоты от промежуточной и в роли различителя выступает ЧД. В ФАПЧ производится сравнение фаз сигналов, а в роли различителя выступает ФД. ФАПЧ имеет более высокую чувствительность, поскольку реагирует на фа­зовые изменения частоты и, следовательно, на меньшую разность частот, чем ЧАПЧ.

28. Простая ару. Принцип действия, схема, назначение элементов, характеристики.

В реальных условиях приема мощность входных сигналов может изменяться в десятки и сотни тысяч раз, однако на выходе РПТ необходимо обеспечить независимый уровень сигналов, определяемый условиями функционирования оконечного устройства. Для обеспечения

нормальной работы

ТНЧ и защиты их от перегрузки в РПТ применяют ручную (РРУ) и ав­томатическую (АРУ) регулировки усиления.

Ручная регулировка осуществляется с помощью потенциометров, вклю­ченных в часть тракта, не охваченную АРУ. Обычно РРУ вводят в детекторном каскаде или первых каскадах ТНЧ. РРУ позволяет обеспечивать функционирование ТНЧ только при медленных и небольших изменениях уровня сигнала. При высоких скоростях и больших диапазонах изменений уровней сигналов используется АРУ.

Для управления коэффициентом передачи тракта формируется управляющее напряжение, зависящее от уровня принимаемого сигнала. Это напряжение обычно получают в результате амплитудного детектирования на выходе УПЧ. Оно также может быть получено в результате детектирования усиленного в дополнительном канале входного сигнала РПУ. Для выделения управляющего напряжения используют фильтры АРУ, полоса пропускания которых меньше минимальной частоты модуляции сигнала.

Регулировка усиления в усилительных каскадах осуществляется различ­ными методами: режимными, аттенюаторными, регулировкой местных от­рицательных обратных связей.

Если управляющее напряжение используется для регулировки в каска­дах, предшествующих детектору АРУ, такая регулировка называется АРУ с обратной связью или АРУ «назад» (рис. 3.29, а), если же напряжение Uр используется для регулировки в последующих цепях, то имеет место АРУ с прямой связью или АРУ «вперед» (рис. 3.29, б). В первом случае для регулировки в системе обязательно наличие сигнала рассогласования, что не позволяет реализовывать регулировочную характеристику, не зависящую от уровня входного сигнала. Во втором случае не только достижимо пос­тоянство выходного уровня РПТ, но и реализуются произвольные регули­ровочные зависимости. Комбинированная схема АРУ объединяет в себе АРУ с обратной связью и АРУ с прямой связью.

Детектор АРУ должен выделять составляющие несущего колебания, которые являются следствием модуляции входного сигнала дестабилизи­рующими факторами, такими как нестабильность излучаемой мощности ра­диопередающей станции, изменение расстояния до источника сигнала, ус­ловия распространения радиосигнала, нестабильность коэффициента пере­дачи радиотракта приемника до детектора, и не реагировать на модулирую­щее колебание. В противном случае модулирующее колебание будет из­меняться в такт с модуляцией сигнала, что приведет к уменьшению глубины модуляции и нелинейным искажениям.

По способу регулирования различают простую, задержанную и

усиленную АРУ. В простой АРУ напряжение сигнала детектируется в АД и после ФНЧ на Rф,Сф поступает на регулируемый каскад, так что усиление каскада уменьшается (рис. 3.31). Эта АРУ удобно сочетается с АД в основном канале приемника. Недостатком АРУ является работа при малых сигналах, что приводит к неоправданной потере чувствительности в тракте РПУ

(рис. 3.30, кривая 2).

Регулируемый каскад выполнен на ПТ двухзатворного типа VT1 по схеме с общим истоком. Режим работы по первому затвору обеспечивают R1, R2, кот. Шунтируют Cбл, для предотвращения влияния последовательной ОС по току. Режим работы в исходной цепи задаётся R3, R4. Контур LC настроен на промежуточную частоту. После усиления в каскаде, сигнал поступает на выходной каскада ТПЧ, выполненном на БТ с ОЭ. Усиленный сигнал через Lсв подводится к входу детектора, выполненном на VD, R, С.

Продетектированный сигнал через разделительную ёмкость подводится в тракт ПЧ и через Rф,Cф подводится на вход VT1 (на второй затвор). Детектор АРУ объединяет функцию детектора информации. Недостаток: при малых сигнала - неоправданная потеря чувствительности.

29. Ару с задержкой. Принцип действия, схема, назначение элементов, характеристики.

Задержанная АРУ (рис. 3.32 и рис. 3.30, кривые 1, 3, 4, 5) не имеет отмеченного недостатка, т.к. диод VD₁ заперт дополнительным смещением, которое задается Rд1 и Rд2. В результате цепь АРУ не функционирует, пока амплитуда сигнала на аноде VD₁ не превысит порога напряжения задержки U_з, а затем диод открывается и на регулирующий каскад поступает допол­нительное смещение. Тогда VT₂ начинает открываться, а VT₁ подзапирается, что приводит к уменьшению коэффициента передачи каскада. Уровень сигнала на входе U_пор, соответствующий началу работы АРУ, называется порогом АРУ (рис. 3.30). Совмещение детекторов для этой системы АРУ недопустимо, поэтому в схеме производится раздельное детектирование. В цепи АРУ используется параллельный детектор, т.к. точка подключения находится под напряжением питания.

30. Усиленная ару. Принцип действия, схема, назначение элементов, параметры.

Важным классом регулировки является усиленная АРУ. Эти АРУ позволяют реализовать регулировочную характеристику с протяженным, практически горизонтальным участком в режиме управления. Характерной особенностью является то, что в ней управляемое напряжение значительно больше, чем амплитуда на выходе тракта ПЧ.

На схеме приведён пример усиленной АРУ усилителем постоянного тока (УПТ). Как видно каскад на VT обеспечивает усиление напряжения после детектора сигнала огибающей и регулирует сигнал АРУ. VT используется одновременно в качестве УПТ и входного транзистора тракта модулирующей частоты. При помощи резистора R подбирается начальное напряжение каскадов. При повышении уровня сигнала в ТПЧ, увеличивается отрицательное напряжение на базе VT – возрастает коллекторный ток => увеличивается напряжение на Rк и уменьшается напряжение смещения на R, уменьш. отриц. потенциал в цепи АРУ => уменьшается напряжение в регулируемом pnp транзисторе в ТПЧ. Наличие схемы эммитерной стабилизации будет противодействовать работе АРУ и будет снижать эффективность. Обычно Rэ либо не применяется либо Rэ = десятки Ом.