Индуктивный фильтр

Индуктивный фильтр - это катушка индуктивности (дроссель), включенная последовательно с нагрузкой. Катушка индуктивности (КИ) - это отрезок проводника, намотанный на что-то там, обладающий свойством накапливать магнитную энергию при протекании по нему электрического тока. Дроссель низкой частоты - это катушка индуктивности с магнитопроводом, предназначенная для использования в электрических цепях в качестве индуктивного сопротивления.

Рисунков не будет. Возьмем тот же самый выпрямитель. Как включается КИ понятно, разрываем цепь нагрузки и туда втуляем дроссель. В чем же суть. Как отмечалось выше, КИ способна накапливать энергию при протекании тока. При протекании тока через индуктивность она запасает энергию. Затем энергия выделяется в нагрузке и т. д. В другом аспекте: поскольку катушка обладает индуктивным сопротивлением, равным X = ωL, то нетрудно заметить, что при увеличении частоты сопротивление также пропорционально увеличивается. Аналогично для индуктивности. Поскольку для постоянного тока частота равна нулю, то и сопротивление будет равным нулю. Другими словами, индуктивность не пропускает переменной составляющей в нагрузку, тогда как постоянная составляющая беспрепятственно проходит через индуктивность.

Чаще емкостной и индуктивный фильтр комбинируют и получают так называемый LC-фильтр. Сначала давим пульсации в индуктивности, затем остальное в кондере или наоборот. Такие фильтры ешче называют Г-образными. Причем можно построить многозвенные фильтры. Например, сначала дроссель, затем кондер, опять дроссель - Т-образный фильтр. Или кондер, дроссель, кондер - П-образный фильтр и т. д. LC-фильтры обладают существенными недостатками. Во-первых, это массогабаритные показатели. Кондер большой емкости будет не таким уж маленьким. Да и индуктивность тоже. Во-вторых, для LC-фильтров характерно наличие внешних магнитных полей (индуктивность все-таки), а это неблагоприятно сказывается на чувствительные узлы аппаратуры.

Помимо LC-фильтров существуют RC-фильтры. У них меньше габариты и масса, нет паразитных магнитных полей. Зато и максимальный ток нагрузки такого фильтра совсем детский - 10-15 мА.

Для того, чтобы избавиться от указанных выше недостатков умные люди не спали ночами и придумали так называемые активные сглаживающие фильтры или просто транзисторные СФ.

Транзисторные сглаживающие фильтры

Уменьшить массогабаритные показатели можно, используя транзисторные СФ, вместо громоздких LC-фильтров. Правда выигрыш транзисторных фильтров компенсируется меньшим КПД. Рассмотрим типичные схемы транзисторных фильтров.

На рисунке 1 представлена схема наиболее простого транзисторного фильтра.

Рис. 4 - Простейший транзисторный фильтр

На коллектор транзистора VT поступает напряжение с выпрямителя с большой амплитудой пульсаций. Цепь базы питается через интегрирующую цепь RC. Эта цепочка сглаживает пульсации на базе транзистора. В принципе, эту цепь можно представить, как RC-фильтр. Чем больше постоянная времени τ = RC, тем меньше пульсации напряжения на базе транзистора. Ну а поскольку транзистор включен по схеме эмиттерного повторителя, то на выходе напряжение будет повторять напряжение на базе, т. е. пульсации будут столь же малыми, как и на базе. Емкость кондера С может быть в несколько раз меньше (примерно в h_21э раз), чем в LC-фильтре, поскольку базовый ток намного меньше выходного тока фильтра, т. е. коллекторного тока транзистора. Основное достоинство схемы - простота. А вот недостатков... Во-первых, противоречивые требования к сопротивлению резика R - для уменьшения пульсаций следует увеличивать сопротивление, для повышения КПД - уменьшать. Во-вторых, сильная зависимость параметров от температуры, тока нагрузки, коэффициента передачи тока базы транзистора (h_21э). Обычно резик подбирают экспериментально.

Несколько иная схема, приведенная на рисунке 5. В такой схеме цепь базы транзистора запитывается от отдельного источника с напряжением, больше входного. Схема обладает меньшими пульсациями.

Рис. 5 - Еще одна схема транзисторного СФ

Поскольку база питается от отдельного источника, сопротивление резика можно увеличить и, следовательно, уменьшить пульсации выходного напряжения. Мощность, выделяемая на резике R мала, так как ток базы мал. Тем не менее, этой схеме присущи те же недостатки, что и предыдущей. Кроме того, в таком фильтре транзистор может войти в насыщение и все пульсации со входа фильтра без ограничений будут передаваться на выход. В этот режим транзистор войдет, когда напряжение на базе превысит напряжение на коллекторе.

Ниже приведена схеме транзисторного СФ, лишенная вышеуказанных недостатков.

Рис. 6 - Фильтр с делителем напряжения

Ток через делитель R1R2 выбирается большим в 5-10 раз, по сравнению с током, ответвляющимся в базу. Поэтому выходное напряжение фильтра определяется распределением входного напряжения на делителе. Недостатки фильтра - меньший КПД по сравнению с предыдущими схемами. К тому же, необходимо увеличивать емкость кондера С1 для получения приемлемых пульсаций.

В завершении практическая схема транзисторного сглаживающего фильтра, по КПД и пульсациям близкого к LC-фильтрам, но превосходящего их по массогабаритным показателям. Схема приведена на рисунке 7.

Рис. 7 - Транзисторный сглаживающий фильтр

На коллектор транзистора VT1 поступает входное напряжение с большими пульсациями, на базу через резик R1 напряжение от отдельного источника, по значению больше входного. Кондер С1 заряжается до тех пор, пока напряжение на нем не станет больше входного на величину прямого напряжения на диоде VD1, т. е. U_пр.VD1.Кондер С1 начинает разряжаться через отпертый диод VD1, транзистор VT1 и нагрузку. Разряжаться кондер будет, пока входное напряжение вновь не станет увеличиваться. Диоды VD2, VD3 смещают уровень постоянной составляющей. Кроме того, диод VD2 выполняет функции ключа в пиковом детекторе VD2C2. Поскольку ток базы довольно мал и кондер разряжается только через цепь базы, то пульсации на нем будут меньше, чем на С1. Значит и на выходе пульсации будут незначительны. В качестве транзистора используется КТ827А. Можно заменить его на составной из КТ815 и КТ819. При входном напряжении 14-15 В с уровнем пульсаций 2,5-3 В и напряжении на базе 18-20 В при токе нагрузки 2 А выходное напряжение 12,5 В с уровнем пульсаций 40 мВ

13) Стабилитронами называют полупроводниковые диоды, использующие особенность обратной ветви вольтамперной характеристики на участке пробоя изменяться в широком диапазоне изменения токов при сравнительно небольшом отклонении напряжения. Это свойство широко используется при создании специальных устройств – стабилизаторов напряжения.

Напряжение пробоя стабилитрона зависит от ширины р-n-перехода, которая определяется удельным сопротивлением материала полупроводника. Поэтому существует определенная зависимость пробивного напряжения (т. е. напряжения стабилизации) от концентрации примесей.

Низковольтные стабилитроны выполняют на основе сильно легированного кремния. Ширина р-n-перехода в этом случае получается очень маленькой, а напряженность электрического поля потенциального барьера – очень большой, что создает условия для возникновения туннельного пробоя. При большой ширине р-n-перехода пробой носит лавинный характер.

Вольт-амперная характеристика стабилитрона представлена на рис. 2.18. Рабочий ток стабилитрона (его обратный ток) не должен превышать максимально допустимого значения во избежание перегрева полупроводниковой структуры и выхода его из строя.

Рис. 2.19. Конструкция корпуса (а), вольт-амперная характеристика и условное графическое обозначение стабилитрона

Существенной особенностью стабилитрона является зависимость его напряжения стабилизации от температуры. В сильно легированных полупроводниках вероятность туннельного пробоя с увеличением температуры возрастает. Поэтому напряжение стабилизации у таких стабилитронов при нагревании уменьшается, т. е. они имеют отрицательный температурный коэффициент напряжения стабилизации (ТКН)

.

(2.4)

В слабо легированных полупроводниках при увеличении температуры уменьшается длина свободного пробега носителей, что приводит к увеличению порогового значения напряжения, при котором начинается лавинный пробой. Такие стабилитроны имеют положительный ТКН. (рис. 2.20).

Рис. 2.20. Температурная зависимость вольт-амперной характеристика стабилитрона

Для устранения этого недостатка и создания термокомпенсированных стабилитронов последовательно в цепь стабилитрона включают обычные диоды в прямом направлении. Как известно, у обычных диодов в прямом направлении падение напряжения на р-n-переходе при нагревании уменьшается. И если последовательно со стабилитроном (рис. 2.20) включить диодов в прямом направлении, где , ( – изменение прямого падения напряжения на диоде при нагревании от до ), то можно почти полностью компенсировать температурную погрешность стабилитрона.

Рис. 2.21. Термокомпенсация стабилитрона

Основные параметры стабилитронов:

1. Напряжение стабилизации – напряжение на стабилитроне при про-текании через него тока стабилизации;

2. Ток стабилизации – значение постоянного тока, протекающего через стабидитрон в режиме стабилизации;

3. Дифференциальное сопротивление стабилитрона – дифференциальное сопротивление при заданном значении тока стабилизации, т. е.  ;

4. Температурный коэффициент напряжения стабилизации – отношение относительного изменения напряжения стабилизации стабилитрона к абсолютному изменению температуры окружающей среды при постоянном значении тока стабилизации: ;

Предельные параметры стабилитронов:

1. Минимально допустимый ток стабилизации – наименьший ток через стабилитрон, при котором напряжение стабилизации находится в заданных пределах;

2. Максимально допустимый ток стабилизации – наибольший ток через стабилитрон, при котором напряжение стабилизации находится в заданных пределах, а температура перехода не выше допустимой;

3. Максимально допустимая рассеиваемая мощность – мощность, при которой не возникает теплового пробоя перехода.

Выводы:

1. Полупроводниковый стабилитрон кремниевый диод, работающий при обратном напряжении в режиме электрического пробоя.

2. Необходимое напряжение стабилизации получают выбором соответствующей концентрации примеси в базе диода.

14)

Принцип работы компенсационного стабилизатора основан на использовании цепи отрицательной обратной связи (далее в тексте - ООС). Для реализации указанного принципа устройство кроме регулирующего (исполнительного) элемента РЭ должно содержать исполнительный элемент ИЭ, элемент сравнения и источник эталонного напряжения Uэт (рис.1). Выходное напряжение измерительного элемента, пропорциональное стабилизированному параметру, сравнивается в элементе сравнения с эталонным напряжением, и полученный сигнал ошибки Uош = Uэт - Uиз управляет коэффициентом передачи РЭ. Увеличение Uош , вызванное уменьшением выходного напряжения, увеличивает коэффициент передачи РЭ, что ведет к увеличению выходного напряжения. И, наоборот, увеличение выходного напряжения, уменьшая сигнал ошибки, вызывает уменьшение коэффициента передачи РЭ, что в свою очередь ведет к уменьшению выходного напряжения. В зависимости от вида выполнения РЭ различают непрерывные и ключевые компенсационные стабилизаторы напряжения. В непрерывных компенсационных стабилизаторах в качестве РЭ используют биполярный или полевой транзистор, ключевых - импульсные усилители мощности. Мы остановимся на первом варианте.

Т иповая схема разбираемого компенсатора на рис.2. Рассмотрим теперь не структурно, как на рис.1, а подетально его работу. Выходное напряжение стабилизатора равно разности его входного напряжения и падения напряжения между выводами эмиттера и коллектора регулирующего транзистора VT: Uвых = Uвх - Uкэ. В свою очередь, для Uкэ справедливо выражение Uкэ = Uкб + Uбэ≅ Uкб + const. Напряжение Uкб определяется падением напряжения на резисторе смещения Rсм ( Uкб = IR*Rсм = Uвх - UDAвых). Операционный усилитель включен DA включен по схеме с дифференциальным входом, поэтому его выходное напряжение UDAвых = KU0*(Uэт - UR2). Здесь KU0 - коэффициент усиления операционного усилителя DA по напряжению. Так как цепь ООС (отрицательная обратная связь - подача сигнала с выхода на вход) в усилителе отсутствует, то из-за большого KU0 можно считать, что во всех режимах работы Uэт - UR2 = 0 и, следовательно, выходное напряжение стабилизатора Uвых = Uэт*(R1 +R2)/R2. Возникновение любых отклонений выходного напряжения от указанного уровня приводит к нарушению условия Uэт - UR2 = 0. Это изменяет выходное напряжение операционного усилителя, а следовательно, и напряжение Uкб транзистора VT, компенсируя возникшие отклонения.