7 Интегрирующие ацп.

(+) -Высокая помехоустойчивость, Более низкая стоимость

П ри построении применяется принцип 2-хтатного интегрирования. В 1 – ом такте производится накопление -ла от U_вх , во 2-ом такте выполняется обратный ход Ия путем подачи на вход тора U_оп противоположной полярности. Интегратор i₁+i₀ =0 i₁=U_вх/R₁ i₀=CΔUвых/Δt U_вых=

Б6.1. Корреляционный оптимальный обнаружитель.

В соответствии с алгоритмом обнаружения, стуртурная схема оптим.обнаружителя может быть представлена в виде корреляционного приемника с пороговым устройством. В пороговом устройстве (ПУ) производится сравнение значения корреляционного интеграла в момент ожидаемого окончания действия сигнала Т. с порогом Zn и принимается решение о наличии или отсутствии цели (сигнала). Начало интегрирования и его окончание совпадают по времени с началом и окончанием ожидаемого сигнала S(t), что обеспечивается устройством синхронизации (УС). Это же устройство синхронизирует работу генератора опорного сигнала (ГОС) для коррелятора. Сравнение напряжения, вырабатываемого на выходе интегратора, с порогом производится в момент t=T, при этом величина Z(T) является случайной и зависит от реализации шума на интервале (0,T). q²=E²/(NoE/2)=2E/No. Отношение сигнал/шум на выходе коррелятора определяется энергией сигнала и спектральной плотностью шума. Оно не зависит от формы обнаруживаемого сигнала, если шум белый. Качественные показатели оптимального обнаружителя

Определим вероятности правильного обнаружения и ложной тревоги. Для этого необходимо знать условные плотности вероятности напряжения Z(T) вырабатываемого интегратором

Заштрихованные площади под кривыми численно равны вероятностям D и F. При действии в смеси сигнала и шума случайная величина r(T) имеет гаусовскую плотностьвероятности с математическим ожиданием Z=E и дисперсией

В соответствии с правилом обнаружения условную вероятность ложной тревоги определим как вероятность превышения порога z случайной величиной z, если на входе обнаружителя действует только шум. Условная вероятность правильного обнаружения определяется вероятностью превышения порога z случайной величиной z, если на входе обнаружителя действуют сигнал и шум:

Семейство зависимостей вероятности правильного обнаружения D от отношения сигнал/шум при фиксированных значениях вероятности ложной тревоги F называют характеристиками обнаружения. Кривые обнаружения детерминированного сигнала приведены на рис. По этим кривым можно определить пороговый сигнал. Пороговый сигнал в оптимальном приемнике характеризуется энергией и не зависит от формы сигнала. На практике порог устанавливается по величине дисперсии шума на выходе коррелятора. По таблицам интеграла вероятности определяют значение аргумента h_n (относительного порога) при заданной вероятности ложной тревоги. При известной дисперсии определяют порог Zn=h_nO².

Б6.2. Система цветного телевидения «SECAM» и ее отличия от систем «PAL» и «NTSC». Современные тенденции развития телевидения.

Система НТСЦ (Национальный комитет телевизионных систем) является американской системой цветного телевидения, в которой для передачи двух цветоразностных сигналов используется только одна поднесущая, а для разделения этих сигналов в телевизионном приемнике в передающем устройстве применяется квадратурная модуляция.

Сущность такой модуляции заключается в следующем. Оба цветоразностных сигнала Е'_R-Y и Е'_B-Y, поступая раздельно на модуляторы, модулируют одну и ту же поднесущую, вырабатываемую кварцевым генератором, фазы этой поднесущей, подаваемой на модуляторы, сдвинуты на 90°. Модуляторы сигналов Е'_R-Y и Е'_B-Y имеют балансную (симметричную) схему. Это означает, что выходные напряжения модуляторов пропорциональны произведениям входных напряжений, а сама поднесущая подавляется.

Система ПАЛ — означает изменение фазы от строки к строке. Она представляет собой усовершенствованную систему НТСЦ с квадратурной модуляцией поднесущей, в которой устранена чувствительность к фазовым искажениям. Основной принцип работы ПАЛ заключается в том, что фаза поднесущей цветоразностного сигнала Е'_R-Y меняется от строки к строке на 180°. В телевизионном приемнике осуществляется запоминание сигналов цветности с помощью линии задержки на время передачи одной строки (64 мкс), а затем оба сигнала складываются. При сложении двух напряжений на входе линии задержки с таким же напряжением, сдвинутым по фазе на 180°, на выходе фазовая ошибка устраняется.

Система СЕКАМ—означает последовательную передачу цветов с запоминанием.

Особенностью системы является то, что цветоразностные сигналы передаются в частотном спектре яркостного сигнала на вспомогательных цветовых поднесущих методом частотной модуляции. Эта система принята в Советском Союзе, Франции и ряде других стран.

Поскольку модулировать по частоте одну поднесущую одновременно двумя сигналами невозможно, то в системе СЕКАМ сигналы передаются по очереди через строку. В течение времени одной строки передается только цветоразностный сигнал Е'_R-Y, во время второй - только Е'_B-Y, во время третьей строки вновь передается Е'_R-Y и т. д. В телевизионном приемнике для получения цветоразностного сигнала Е'_G-Y необходимо иметь оба цветоразностных сигнала Е'_R-Y и Е'_B-Y одновременно. Для этого в телевизорах используется линия задержки, со временем задержки на одну строку (64 мкс). Если в данный момент времени с телецентра передается цветоразноетный сигнал Е'_R-Y, то с выхода линии задержки поступает цветоразностный сигнал Е'_B-Y, так как в предыдущей строке был цветоразностный Е'_B-Y. таким образом, каждая передаваемая строка запоминается в линии задержки, и к приходу, следующей строки ее можно использовать как недостающий сигнал. Третий цветоразностный сигнал e_g-y можно получить в соответствующей матрице.

При сравнении различных систем. цветного телевидения, выявляются их отдельные достоинства и недостатки. Так, система СЕКАМ по сравнению с НТСЦ обладает тем преимуществом, что фазовые искажения в ее канале связи не приводят к искажению цветового тона изображения. Это происходит за счет применения частотной модуляции для передачи цветоразностных сигналов. Однако по сравнению с НТСЦ в системе СЕКАМ снижена цветовая четкость по вертикали вследствие того, что цветоразностные сигналы передаются по очереди через строку. Это существенно не ухудшает качества цветного изображения, поскольку мелкие детали, как нам уже известно, воспроизводятся яркостным сигналом Еу, переданным с полным числом строк разложения.

Система НТСЦ обеспечивает высокое качество цветного изображения, но предъявляет весьма жесткие требования к характеристикам всего комплекса приемопередающей аппаратуры.

Б6.3. Принципы построения цифро-аналоговых преобразователей напряжения, назначение, виды, характеристики, применение.

ЦАП на основе суммирующего ОУ: R>>1

Для упрощения рассуждений сделаем два допущения: Iвх ОУ=0, Uа=0

По первому закону Кирхгофа для точки А I₁+I₂+...I_n+I_oc=0. Так как точно U_а=0 то токи могут выражаться так: I₁=(U₁-U_a)/R₁, I₂=(U₂-U_a)/R₂, I_n=(U_n-U_a)/R_n, I_oc=(U_вых-U_a)/R_oc

(U₁-U_a)/R₁+...+(U_n-U_a)/R_n+(U_вых-U_a)/R_oc-U_a/R_вхоу=0

U_вых=-∑[(R_oc/R₁)U_i]+U_a(1-R_oc/R_вхоу+∑(R_oc/R_i)) 2-е слагаемое является погрешностью выполнения суммирования. Напряжение U_a связано с U_вых=KU_a К-внутренний коэффициент усиления ОУ. Поэтому с целью уменьшения из-за неидеальности ОУ надо увеличить К и R_вхоу

ЦАП на основе резистивной матрицы

Рациональным способом уменьшения номиналов резисторов-использование лестничной резистивной матрицы (R2R), которая также относится к категории ЦАП с делением U.

Т .к. потенциал т. в U_a=0, то эквивалентная схема матрицы R2R может быть представлена так:

Для этой схемы можно записать:

U_a=U_on[a₀k₀+a_-1k_-1+...+a_-nk_-n] где k_i-коэффициент передачи U_on в т.а от разряда а_i а_i-разряды двоичного кода. В таком АЦП также имеют место погрешности из-за неидеальности ОУ т.к. U_a в т.в не равно 0 и входной ток ОУ тоже не равен 0. Эти погрешности того же порядка, что и в предыдущем случае. Помимо погрешностей преобразователя включают ещё погрешности ИОН, линейки ключей, подгонки матрицы. В целом метрологические характеристики такие же. Достоинство-резистивная матрица имеет всего два номинала (более технологична) и такие матрицы более удобны для интегрального исполнения.

Б7.1 Обратная связь (ОС) и ее влияние на параметры усилительных устройств.

УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ. Обратной связью - называется передача части (или всей) энергии сигнала с выхода на вход устройства. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего устройства или с какого-либо промежуточного каскада. ОС, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую несколько каскадов или весь многокаскадный УУ - общей.

С труктурная схема УУ с ОС приведена на рисунке. Обычно коэффициент усиления УУ и коэффициент передачи цепи ОС носят комплексный характер, что указывает на возможность фазового сдвига в областях НЧ и ВЧ за счет наличия реактивных элементов как в самом УУ, так и в цепи ОС.

Коэффициент передачи цепи ОС равен: .

Согласно классической теории ОС, влияние ОС на качественные показатели УУ определяются возвратной разностью (глубиной ОС):

Согласно элементарной теории ОС, глубина ОС определится как:

. Тогда .

Если >0 - ОС носит положительный характер (ПОС), если <0- ОС отрицательная (ООС), в последнем случае ,

.

Таким образом, следует выделить четыре основных варианта цепей ОС (рис.3.2):

последовательная по току (последовательно- последовательная, Z-типа), последовательная по напряжению (последовательно- параллельная, H- типа), параллельная по напряжению (параллельно- параллельная, Y-типа) и параллельная по току (параллельно- последовательная,G- типа). Существуют и смешанные (комбинированные) ООС.

Обратная связь (ОС) находит широкое применение в разнообразных АЭУ, в т.ч. и в УУ. В УУ введение ОС призвано улучшить ряд основных показателей или придать новые специфические свойства. Особую, принципиальную роль ОС играет в микроэлектронных УУ. Можно утверждать, что без широкого использования ОС было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.ПОС применяют чтобы сделать из усилителя генератор.

Б7.2 Согласованные фильтры

Реализация согласованных фильтров. Рассмотрим некоторые виды сигналов и соответствующие им согласованные филь­тры. Согласованный фильтр для прямоугольного видеоимпульса определяется следующи­ми характеристиками. Сигнал имеет вид

Спектральная функция такого сигнала

Положим t_Q = и найдем комплексный коэффициент передачи согласованного фильтра по формуле

Функциональная схема фильтра приведена на рис1,а. Фильтр содержит идеальный ууилитель с коэффициентом усиления k_Q = СА, интегратор, линию задержки на время и вычитающее устройство. Реакция согласованного фильтра на сигнал показана на

рис.1,б.

Форма напряжения соответствует автокорреляционной функции прямоугольного импульса:

Минимум напряжения U_с.ф(t) достигается при t=

В случае согласованного фильтра для последовательности знакопеременных импульсов (псевдослучайной последовательности - ПСП) сигнал задан в виде

где принимает значения ± 1 в соответствии с законом формирования ПСП; - длительность элемента ПСП. Пример чередования знаков в ПСП показан на рис. 2,а.

Соответствующая последовательности импульсная реакция согласованного фильтра приведена на рис. 2,б. Фильтр в данном случае может быть реализован с помощью многоотводной линии задержки (ЛЗ) и блока весовых коэффициентов (БВК), на выходах которого формируются напряжения, подаваемые на входы сумматора (рис.2,в). На выходе сум­матора включен оконечный фильтр (ОСФ), согласованный с элементом ПСП - прямо­угольным импульсом, имеющим длительность . Процесс формирования выходной реакции согласованного фильтра для ПСП показан на рис. 3, а. Для шумоподобного сигнала, каким является ПСП, наблюдается эффект сжатия сигнала (рис. 3, б), проявляющийся в сокращении эффективной продолжи­тельности сложного сигнала в результате согласованной фильтрации. Коэффициент сжа­тия (на уровне 0,5 максимального значения выходного напряжения) определя­ется базой сигнала и в рассматриваемом случае равен N=T/ , где Т - продол­жительность ПСП. Таким образом, ширина спектра выходного сигнала согла­сованного фильтра остается такой же, как и у входного сигнала. Отметим, что согласованный фильтр, обеспечивая максимальное отноше­ние сигнал/шум на выходе, существенно изменяет форму сигнала.

Использование линий задержки и весового суммирования возможно не только для дискретных сигналов. Такое использование основано на прибли­женном представлении импульсной реакции g_opt(t) в виде ступенчатой функции (рис. 4):

Интервал выбирается из условия обеспечения требуемой точности ап­проксимации импульсной реакции. Если эффективная ширина спектра функции g_opt(t) ограничена частотой F_в, то по теореме Котельникова, необходимый интервал должен быть не более 1/(2 F_в). Коэффициенты в блоке весовых коэффициентов выбираются в соответствии с величинами g_k=g_opt(k ), k= . Структурная схема согласованного фильтра на линии задержки показана на рис5. Оконечный согласованный фильтр согласован с прямоугольным импульсом, имеющим длительность .

Б7.3 Плоские электромагнитные волны. Граничные условия для векторов электромагнитного поля. Падение электромагнитного поля на границу раздела двух сред.

Плоская электромагнитная волна - волна, для которой характерна зависимость напряженности электростатического поля только от продольной компоненты Z, а фазовый фронт представляет собой плоскость.или другими словами :Волну называют плоской, если ее амплитуда и фаза в любой момент времени постоянны на плоскости, перпендикулярной волновому векторуПо определению плоская волна не ограничена в пространстве, поэтому, она является идеализацией встречающихся на практике волн.Уравнение гармонической плоской волны, распространяющейся в направлении, определяемом вектором к, имеет вид: u(x,y,z,t)=u_oexp[j(k*r-wt- )]. Отношение называется волновым сопротивлением, которое измеряется в омах [Ом]. Оно также равно Векторы не имеют продольных компонент:

Эти векторы ортогональны (взаимно перпендикулярны):

Если и - вещественные величины, то среда не поглощает энергии электромаг­нитного поля. В таком случае вещественными являются волновое число к (4.19) и волновое сопротивление W (4.25).

Вектор Пойтинга П = [E,H] направлен

по оси t. а следовательно, распространяясь, волна переносит энергию. Правая тройка векторов E, H и П показана на рисунке. (представлен мгновенный снимок распро­странения поля. )Правило Буравчика.

С точки зрения макроскопической электродинамики, граница раздела сред — это такая поверхность, на которой параметры , , (хотя бы один из них) терпят разрыв как функции нормали.

Покажем, что вектор электрической индукции D подчиняется следующему граничному условию:

Следующее граничное условие имеет вид . Оно означает, что тангенциальная компонента вектора Е при переходе границы раздела сред всегда остается непрерывной.

Нормальная компонента вектора магнитной индукции В всегда непрерывна: . Тангенциальная компонента вектора Н непрерывна только при отсутствии на границе поверхностного тока, а в общем случае справедливо граничное условие

Падение электромагнитного поля на границу раздела двух сред.

А- перпендикулярная поляризация

Поле падающей волны

Поле отраженной волны

Для прошедшей

Б – параллельная поляризация(все аналогично только подставим p и t )

Как бы Е и H для перпендикулярной но поменянные местами.

Б8.1 Транзисторные УУ в области средних частот. Сравнение параметров схем с различными видами включения транзисторов (ОЭ, ОК, ЛБ, ОИ, ОЗ, ОС).

а) ОЭ б) ОК

в) ОБ

г) ОИ д) ОС

а) схема с ОЭ

Данные схемы широко применяются в предварительных каскадах усиления. Они обеспечивают усиление по U, I и P. R_вх= сотни Ом или единицы кОм

R_вых≈ R_к= единицы кОм K_u = -h_21э∙ R_к║ R_н / (R_г +R_вх)

В идеальном усилителе напряжения (R_г = ∞), который работает в режиме холостого хода (R_н = 0), K_u будет max и равен K_u ≈ -h_21э∙ R_к/ R_вх

K_I = -h_21э∙ R_г / (R_г +R_вх)∙ R_к / (R_к + R_н). В идеальном усилителе тока (R_г = ∞), который работает в режиме КЗ (R_н = 0), имеем K_I = -h_21э. U_вых и U_вх находятся в противофазе

б) схема с ОК (эмиттерный повторитель ЭП) U_вх = U_бэ + U_вых

Если выходное U много больше U_бэ , то оно приблизительно равно входному. В связи с этим каскад с ОК называют эмиттерным повторителем. Этот каскад относят к усилителям с глубокой отрицательной ОС по напряжению.

Каскад с ОК характеризуется: высоким входным сопротивлением (сотни кОм), зависящим от R_н; высоким коэффициентом усиления по току (больше, чем у ОЭ и ОБ); коэффициентом усиления по напряжению, меньшим единицы; совпадением по фазе входного и выходного напряжений. ЭП обычно применяют для согласования высокоомного источника усиливаемого сигнала с низкоомной нагрузкой.

в) схема с ОБ Характеризуется: малым входным сопротивлением (десятки Ом); высоким выходным сопротивлением (единицы-десятки кОм); коэфф. усиления по току, меньшим единицы; коэфф. усиления по напряжению приближается к K_U с ОЭ, зависит от R_н; малыми нелинейными искажениями. Усилительные каскады на полевых транзисторах управляются напряжением, которое прикладывается к запертому p-n переходу (с управляющим p-n переходом ) или к затвору (МДП-транзисторы). Т. к. ток затвора очень мал, их R_вх очень велико.

г) схема с ОИ Полярность U_вых и U_вх противоположна; R_вх определяется R_з и равняется нескольким Мом. R_вых ≈ R_с (много меньше R_вх); для получения max K_U необходимо обеспечить работу каскада на высокоомную нагрузку и включить в цепи стока резистор R_с с большим сопротивлением.

д) схема с ОС (истоковый повторитель) Полярность U_вых и U_вх совпадает; R_вх определяется R_з и равняется нескольким Мом; R_вых намного меньше, чем с ОИ и составляет сотни Ом; K_U = S∙ R_и / (1+ S∙ R_и) – определяется крутизной транзистора и сопротивлением резистора в цепи истока и при увеличении S∙ R_и стремится к 1. Поэтому надо использовать VT с высоким значением крутизны.

е) схема с ОЗ Данная схема обладает малым входным сопротивлением, в связи с чем используется очень редко.

Б8.2. Выбор сигналов для систем передачи информации.

В реальных системах ПИ при выборе сигналов необходимо учитывать особенности передаваемых сообщений, условия работы системы, технические ограничения на параметры и характеристики РТС ПИ. Рассмотрим Гауссовский канал связи. В этом случае источник информации согласован с каналом с помощью кодирования: производительность источника равна пропускной способности канала. На основании соотношения: (1). Выразим удельные затраты полосы в оптимальной системе. (2) – база сигнала. Два случая:

1)Сигналы с малыми затратами полосы.

Должно выполнятся условие . Для этого необходимо, чтобы В=1, а размер алфавита m>2. При В=1, . Удельные затраты энергии получаем из выражения 2 и (3), .

При В=1 m>2 сигналы называются многоуровневыми. Полоса частот занимаемая таким сигналом, определяется посылкой и не зависит от числа m используемых посылок. Такими сигналами являются АФМ сигналы с многократной фазовой манипуляцией. Для такого сигнала затраты энергии при уменьшении затрат полосы увеличиваются. В реальных системах увеличение m предшествует нестабильность характеристик поэтому применяют сигналы с m<=8.

2)Сигналы с малыми затратами энергии приводят к значительным затратам полосы. При имеем , т.е. B>>1. Сигналы с большой базой обеспечивают малые затраты энергии. При m=2 имеем , т.е. затраты полосы определяются величиной В. На основании 1 и 3 для m=2 получаем . Видно что при В=10 удельные затраты энергии достигают минимума ( ). Однако на практике не применяются сигналы, у которых В>10, т.к. при этом обеспечивается прием сигналов при малом с/ш на входе приемника. В соответствии с можно записать . За счет увеличения В с/ш qc 0 в этом случае обеспечивается высокая энергетическая скрытность систем.

II. Выбор сигналов в системах ПИ непрерывных сообщений. Непрерывное сообщение можно представить модельно в виде процесса, спектр которого ограничен верхней частотой f. Часть, оставшаяся за пределами f_в, определяет относительную ошибку , где - средняя мощность отброшенной части спектра; - полная средняя мощность. Начиная с f_в и выше уровень спектральной плотности помех больше уровня спектральной плотности сообщения, и отбрасываемые составляющие сообщения не вносят существенного вклада в полезную информацию. Максимальная производительность источника сообщения: , где величина 2 f_в определяет число отсчетов за 1 сек. Число значений обратно пропорционально . В оптимальной системе источник сообщений согласован с каналом поэтому qc) =>qc= , - коэффициент, характеризующий широкополосность сигнала. Чем больше полоса спектра сигнала, несущего информацию о непрерывном сообщении, тем меньше сигнал/шум в канале. Это означает возможность повышения помехоустойчивости системы за счет увеличения затрат полосы (например АМ и ЧМ). Удельные затраты полосы в оптимальных системах при передаче непрерывного сообщения определяется формулой: . Удельная затрата энергии в оптимальной системе

.

Б8.3 Интегральное преобразование в оптических системах. Дифракция Френеля, дифракция Фраунгофера.

Интеграл Френеля

Преобразование такого вида называют Преобразованием Френеля.

Характерная его особенность - зависимость результирующей функции от параметра, пропорционального координате z . С помощью ин­теграла Френеля можно рассчитать электромагнитное поле практически в любой точке пространства, занимаемого световой волной

Интеграл Фраунгофера.

Характерная особенность дифракции, описываемой интегралом Фраунгофера, - угловое распределение дифрагированной волны не зависит oт координат z (переменной z под знаком интеграла нет)

Итак взависимости от расстоянии z от входной ПЛОСКОСТИ (х0.у0) до точки наблюдения Р, световое поле можно разбить на три области (зоны) с Существенно различным характером дифракции (Следует только помнить

что границы этих зон достаточно условны)

Зона геометрической тени.

Несмотря на то что дифракционные явления могут наблюдаться на очень малых расстояниях от исходной плоскости, при

(Lmin - минимальный размер неоднородности светового поля на входной плоскости) дифракционными явлениями в большинстве практических применений можно пренебречь и

то есть модулирующая функция сохраняется Поэтому эту область называют областью (зоной) геометрической тени

Зона дифракции Френеля

Эта зона характеризуется тем, что амплитуда колебаний и форма волновой поверхности изменяются при распространении волн Зона дифракции Френеля ограничена расстояниями

Зона дифракции Фраунгофера

Дифракция Фраунгофера - наиболее важный для практических приме­нений вид дифракции, так как с ее помощью реализуется двумерное пре­образование Фурье - базовая операция устройств оптической обработки сигналов.

Заметим, что преобразование Фурье получено без каких-либо оптических элементов; оно заложено в самой волновой природе света.

Имеется ряд преимуществ выполнения оптического преобразования Фурье перед электронными методами

Б9.1 Дифференциальный усилительный каскад в режиме малого и большого сигналов. Парам-ры, харак-ки, обл применения, модификации.

Д У- ус-во, усиливающее разность двух напряжений. В идеале U_вых ДУ пропорционально только разности напряжений, приложенных к двум его входам, и не зависит от их абсолютной величины. Основной режим работы схемы - на вхЗ отсутствует сигнал. При этом с помощью делителя R1-R3 создается напряжение на базе VT3 следов-но напряжение на R5 и ток покоя схемы _I0≈UR5/R5. При включении сигнала на вх1 и вх2 одновременно, вкл-е называется симметричным, а подаваемый на вх1 сигнал – диффер-ным U_Д=U_вх1-U_вх2. При синфазном поступлении сигналов на вх1 и вх2 включение называется синфазным U_С=(U_вх1-U_вх2)/2. В идеале схема должна усиливать на заданную величину диф-ную составляющую сигнала и максимально ослаблять синфазную, т.е. качество ДУ оценивается коэф-м ослабления синфазного сигнала =отношению Кп (–ов) разнос-го и синфазного сигнала. Работа в режиме большого сигнала:

Д ифференциальное напряжение, при котором I_к1=I_к2, характеризующее одинаковость параметров транзисторов, называется напряжением смещения. U_см=φ_T•ln(I_нас1•I_нас2) Зависимость выходных токов от диффер-го напряжения:

О собенность схемы – достаточно резкое переключение токов. Работа в режиме малого сигнала.

_{1. Rвх=4Rвхоэ} при одинаковых потребляемых схемах токах. Объясняется: 1) входное напряжение прикладывается к 2-м переходам последовательно включенным; 2) через каждый переход течет половина потребляемого схемой тока.

Пар-ры: Кп, ВАХ . Схемы ДУ примен-ся в качестве фазоинверторов. Модификации- двухкаскадные с непоср. связью м/у каскадами (транзист-ные ДУ и в интегральном исполнении).

(+) 1.) Малый дрейф нуля -изм Uвых при Uвх=const. 2.) Сопротивления, включаемые в эмитерные цепи, не влияют на полезное дифференц-е усиление.

Выводы: 1) коэф. усиления диф. каскада зависит от пост. напряжения на базах VT1 и VT2. 2) коэф. нелинейных искажений сх существенно меньше чем U_оэ, 3) при идентичности параметров транз-ов, схема обладает хорошей термостабильн-тью.

Б9.2 Дальность действия РТС.

Дальность действия - max.расстояние D_max, на котором принимаемый сигнал допускает min допустимого уровня Рсmin, еще достаточного для выполнения системой основных функций с качественными показателями не хуже заданных.

λ_и - длина радио волны; Р_и -мощность передаваемых колебаний; G_и - коэффициент усиление передающей антенны; G_П - - коэффициент усиление приемной антенны; Р_{с min} -чувствительность приемника.

- основное уравнение дальности системы связи

Уравнение связи с активным ответом:

Система должна быть сбалансирована: R_зmax=R_0max. Уравнение баланса

Основное уравнение дальности РЛС.

- эффективная поверхность рассеивание.

- основное уравнение дальности РЛС.

q_вых=2E_и/N₀ - отношение сигнал /шум на выходе при Eи=Pc*τ_и отсюда следует P_cmin=q_minN₀/2τ_и

Б9.3 Элементарные излучатели.

Линейная излучающая система - система из одинаковых источников э/м поля, называемых элементами, распределенных непрерывно или дискретно вдоль заданного направления в пространстве.

Амплитудно-фазовое распределение возбуждения - закон распределение комплексных амплитуд возбуждения по отдельным элементам.

Идеальный линейный излучатель - система с распределенным возбуждением , при |Z|<1/2, где I₀- постоянная амплитуда, β=2π/λ - волновое число среды; ζ=c/v - коэффициент замедления фазовой скорости возбуждения v по отношению к скорости света с.

Режимы излучения.

• режим поперечного излучения - при синфазном возбуждении угловое положение главного максимума перпендикулярна оси антенны.

• режим наклонного излучения - при 0<|ζ|<1 главный лепесток множителя направленности отклоняется от нормали к оси антенны в сторону движения волны возбуждения.

• режим осевого излучения - при |ζ| стремится к 1 главный лепесток начинает уходить за границу области видимости и при |ζ|=1 главный максимум оказывается ориентированным точно в направлении оси ан-ны.

КНД идеального линейного излучателя

где

где

ψ - обобщенная угловая переменная, имеющая смысл половины разности фаз колебаний, приходящих в удаленную точку наблюдения от крайних точек излучателя. КНД по главному лепестку ДН: D^/,= ( приближенно)2,22L/λ- верхняя оценка КНД.

Нижняя оценка КНД: D^,= 2L/λ при L>>λ.

Связь между полным КНД антенны и КНД по главному лепестку:

D=D^/(1-βδ), где βδ - коэффициент рассеяния мощности в боковые лепестки. КНД идеальной линейной антенны в режимах поперечного и наклонного излучения не зависит от направления сканирования (измерения положения главного лепестка в пространстве).

ДН элементарного эл. излучателя: ДН элементарного магнитного излучателя:

Б10.1 Операционные усилители (ОУ). Определение, параметры, структурные схемы, области применения.

ОУ называют многокаскадные усилители постоянного и переменного тока с дифференциальным выходным каскадом, большим усилением и несимметричным выходом предназначенные для работы с глубокой ООС. ОУ являются универсальными усилительными узлами РЭА.

К основным параметрам ОУ относят:

- коэффициент усиления К_у при незамкнутой петле ОС и f 0, 10³-10⁷;

- коэффициент ослабления синфазных входных сигналов К_{осл. сф.}=К_У/К_сф.. К_{осл. сф.}=60..120дБ. Чем больше К_{осл. сф.} тем лучше ОУ;

- максимальное входное синфазное напряжение U_{вх.сф.мах} - такое напряжение постоянного тока, приложенное к обоим входам одновременно (относительно земли), при котором К_{осл. сф} на переменном токе уменшается в 2 раза (6дБ);

-входное сопротивление для дифф-ого сигнала R_вх..д.=1..100МОм;

- синфазное входное сопротивление R_вх..сф. – сопротивление между землей и замкнутыми друг с другом входами. R_вх..сф.=10..100 Мом;

- выходное сопротивление R_вых. – сотни Ом;

- верхняя граничная частота f_в на уровне 0.707 – до 10 МГц;

- частота единичного усиления при которой К_у=1;

- время установления t_уст. Время изменения нормированной ПХ от первого достижения уровня 0.1 до последнего достижения уровня 0.9;

- мах скорость нарастания выходного напряжения V_{u. мах};

- мах частота полной выходной мощности.

А так же параметры: I_вх, разность входных токов ΔI_вх, напряжение смещения нулевого уровня U_см, мах выходной ток и напряжение I_{вых. мах} и U_{вых. мах}. U_пит, I_пот и др.

Применение:

Быстродействующие или скоростные ОУ применяются в широкополосных и импульсных усилителях и устройствах АЦП. Особо скоростные ОУ выделяют в отдельный класс компараторов, являющихся устройствами сравнения мгновенных значений двух напряжений и работающих в режиме переключения. Микромощные ОУ (до 1 мкВт) оптимизированы по минимуму потребляемой мощности питания. Также ОУ используются в схемах аналоговых ключей и компараторов, в активных RC-фильтрах и др.(ограничители, амплитудные селекторы, импульсные модуляторы, дискриминаторы, формирователи уровней и т.п.).

Б10.2 Современные системы спутниковой навигации.

Под радионавигацией понимают вождение воздушных и морских судов, космических аппаратов и др. подвижных объектов с использованием радиотехнических средств.

В спутниковых радионавигационных системах (СРНС) измеряются навигационные параметры (дальность, радиальная скорость, угловые координаты). Особенностью СРНС заключается в двухэтапности ее работы. На первом этапе по данным траекторных измерений для фиксированного момента времени определяются начальные параметры орбиты навигационного ИСЗ и прогнозируется его движение. На втором этапе с помощью бортовой ЭВМ определяется местоположение потребителя и вектор его скорости. В настоящее время созданы глобальные спутниковые навигационные системы «Навстар», «GPS» в США и «Глонасс» в России.

Пример. Система Глонасс предназначена для глобальной оперативной навигации приземных подвижных объектов. По своей структуре Глонасс так же, как и GPS, может использоваться как в военных, так и в гражданских целях.

Система в целом включает в себя три функциональные части (сегменты):

- космический сегмент;

- сегмент управления;

- сегмент потребителей (аппаратура пользователей системы).

Система Глонасс является беззапросной, поэтому количество потребителей системы не имеет значения. Помимо основной функции — навигационных определений, — система позволяет производить высокоточную взаимную синхронизацию стандартов частоты и времени на удалённых наземных объектах и взаимную геодезическую привязку. Кроме того, с её помощью можно производить определение ориентации объекта. В системе Глонасс в качестве радионавигационной опорной станции используются навигационные космические аппараты (НКА), вращающиеся по круговой геостационарной орбите на высоте » 19100 км. Период обращения спутника вокруг Земли равен, в среднем, 11 часов 45 минут. Время эксплуатации спутника — 5 лет, за это время параметры его орбиты не должны отличаться от номинальных значений больше чем на 5%. Питание всех систем производится от солнечных батарей. В состав бортовой аппаратуры входят: бортовой навигационный передатчик, хронизатор (часы), бортовой управляющий комплекс, система ориентации и стабилизации и так далее.

Б10.3 Общие вопросы распространения радиоволн. Особенности диапазона СВЧ.

Радиоволны – эл.-магнитные волны, принадлежащие к тому или иному диапазону частот, применяемому в радиотехнике. Специальным решением Международного союза электросвязи (МСЭ) и Международной электротехнической комиссии (МЭК) принято различать следующие диапазоны частот:

ОНЧ(СДВ)	3-30кГц	мириаметровые
НЧ(ДВ)	30-300кГц	километровые
СЧ(СВ)	300-3000кГц	гектометровые
ВЧ(КВ)	3-30МГц	декометровые
ОВЧ(УКВ)	30-300МГц	метровые
УВЧ(УКВ)	300-3000МГц	дециметровые
СВЧ(УКВ)	3-30ГГц	сантиметровые
КВЧ(УКВ)	30-300ГГц	миллиметровые
ГВЧ(УКВ)	300-3000ГГц	децимиллиметровые

С дальнейшим увеличением частоты радиодиапазонов переходят в оптический:

ИК– ГГц; Видимый- ГГЦ; УФ- ГГц.

Среда – звено в радиолинии, которое практически не поддается управлению. Различают свободное пространство – пространство без учета влияния Земли и поглощения в атмосфере (скорость РРВ=3е8 м/с).

Влияние волны на РРВ проявляется:

- в изменении амплитуды поля волны;

- в повороте плоскости поляризации;

- в искажении передаваемых сигналов.

Поэтому при исследовании РРВ возникают следующие задачи:

- расчет энергетических параметров радиолинии;

- определение истинных скорости и направления прихода сигнала;

- изучение возможности искажения передаваемого сигнала и разработка мер по их устранению.

Условия РРВ по естественным трассам определяются многими факторами, так что полный их анализ слишком сложный. Поэтому в каждом конкретном случае строят модель трассы РРВ, выделяют те факторы, которые оказывают основное воздействие.

Земная поверхность оказывает существенное влияние на РРВ:

- в полупроводящей поверхности Земли волны поглощаются;

- при падении на земную поверхность они отражаются;

- сферичность Земли препятствует прямолинейному РРВ.

Радиоволны, распространяющиеся в непосредственной близости от поверхности Земли, называются земными волнами. В земной атмосфере различают 2 области, оказывающие влияние на РРВ:

- тропосфера (0-10..15 км). Она не однородна в вертикальном и горизонтальном направлении. Распространение тропосферных волн связано с рефракцией (искривлением траектории), а также рассеиванием, отражением РВ от неоднородностей тропосферы;

- ионосфера (50..80-10000 км). Путем последовательного отражения от ионосферы и поверхности Земли РВ распространяются на очень большие расстояния.

Особенности диапазона СВЧ.

- длинна волны соизмерима с линейными размерами физических тел: λ=с/f, λ=1..10 см. В технике СВЧ следует рассматривать элемент схемы как элемент с распределенными параметрами;

- волны СВЧ диапазона могут беспрепятственно проникать сквозь ионизированные слои атмосферы, при λ<8-10 м;

- величина квантоэнергии, соответствующая диапазону СВЧ, соизмерима с разностью энергий близкорасположенных энергетических уровней атомов и молекул;

- период колебаний СВЧ соизмерим с временем пролета электрона в межэлектронном пространстве электровакуумных приборов. Это приводит к тому, что в этом диапазоне сказывается инерция приборов;

- в диапазоне СВЧ можно разместить значительно большее число информационных каналов;

- в СВЧ диапазоне очень сильно проявляется поверхностный эффект (вытеснение тока к поверхности проводника);

- волны СВЧ диапазона могут оказывать вредное влияние на организм человека.

Б11.1 Нелинейные схемы на ОУ с ОС. Принципы действия. Обеспечение устойчивости схемы.

Принцип построения нелинейной схемы на ОУ: включение в цепь ОС ОУ нелинейного элемента (НЭ). В зависимости от типа НЭ устройство выполняет определенную функцию: логарифматор, устройство нахождения экспоненты, аналоговый перемножитель, устройство нахождения квадратного корня, аналоговый делитель, компаратор.

1 . логарифматор (логический усилитель)

~

О собенность схемы: цепь ОС во многих случаях активна, т.е. представляет собой тоже усилитель сигналов. Это приводит к дополнительному подъёму петлевого усиления, возможно выше оси абсцисс даже при полностью скорректированным ОУ с возможным усилением:

2 . Компаратор: устройство, сравнивающее по уровню два входных сигнала, в зависимости от закона этого сравнения выдаёт на выходе один из двух возможных уровней. У некоторых моделей этот уровень соответствует уровням цифровой логики.

Этот рисунок соответствует компаратору без ОС Наклон характеристики определяется коэффициентом усиления. Для того чтобы уменьшить влияние ОУ, повысить скорость переключения и одновременно оградить срабатывание компаратора от мелких флуктуации сигнала, его часто охватывают положительной ОС. При этом момент срабатывания компаратора вверх и вниз сдвигается вправо и влево, т.е. характеристика приобретает гистерезисный характер. Используется в ЦАП

ОУ состоит как минимум из трёх каскадов усилителя напряжения. Когда коэффициент передачи больше 1 происходит самовозбуждение, т.е. критерию Найквиста годограф АФЧХ (разомкнутой системы) охватывает точку (-1, j=0).

Соответствует схеме ОУ без коррекции, такая схема может работать с коэффициентом усиления больше 1; точка прохождения - выше т.А.

Для обеспечения устойчивости при коэффициенте передачи приблизительно равном 1, необходимо скорректировать АЧХ цепи ОС, так чтобы создать по кольцу сдвиг фаз ОУ и тем самым обеспечить устойчивость. Либо скорректировать АЧХ ОУ соответствующим образом (в идеале АЧХ ОУ пересекает ось абсцисс с наклоном 6 дБ/окт).

В этом случае схема устойчива при любой глубине ОС. Реально коэффициент передачи на ВЧ увеличить сложно, потому что для обеспечения устойчивости в схему вводят корректирующий конденсатор существенно раньше точки С, т.к. корректирующий конденсатор вводят в дифференциальный усилитель, то его полное K(jω) перемещается из точки С в точку D.

Б11.2 ЭФФЕКТИВНОСТЬ АЛГОРИТМОВ И ОЦЕНКА ИХ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНОЙ СЛОЖНОСТИ

Сложность первых радиоэлектронных устройств оценивали количеством содержащихся в них функциональных элементов. С развитием микроэлектроники отдельный элемент стал заменяться модулем - прибором, содержащим много элементов.

Понятие сложности алгоритма также допускает различные трактовки. Здесь могут учитываться или не учитываться такие факторы, как размер машинного слова, емкость памяти, различие в длительности выполнения отдельных команд и т. д.

К настоящему времени не существует достаточно универсального понятия сложности, которым можно пользоваться в любой ситуации. Вместе с тем создан ряд моделей вычислительного процесса, позволяющих раскрыть вычислительную сложность отдельных задач и сравнить различные алгоритмы. Наиболее употребительной является модель неветвящейся программы.

Неветвящаяся программа представляет собой программу без циклов, в которой цикл заменяется копированием повторяющейся команды соответствующее число раз. Число шагов такой программы как функция от размера входа N называется временной сложностью, а число переменных, участвующих в вычислениях, - емкостной сложностью. Дадим формальное определение неветвящейся программы. Пусть заданы:

1) набор входных переменных Х_о , X₁..., X_N-1 ;

2) кольцо К (или поле F) . Будем считать, что кольцо и поле - это некоторое множество элементов, с которыми выполняются операции сложения и умножения;

3) множество Р базисных операций Р= {+, x, /} и {x } , где + , х , / -двухместные арифметические операции сложения, умножения, деления, х -у -одноместная операция умножения на элемент кольца или поля.

Неветвящаяся программа (НП) представляет собой последовательность строк (команд). Для любой базисной операции из множества Р фиксируется число λ(f), называемое сложностью этой операции. Сложностью НП называется сумма всех λ(f) по всем строкам этой программы. Рассмотрим ряд модификаций этого понятия.

1. Пусть λ(f)=1 для всякой операции из множества P. Тогда соответствующая сложность "считает" число всех операций НП и называется тотальной сложностью. Обозначим ее Ct.

2. Пусть λ(+)=1, λ(х) = λ(/) = λ(х у) = 0 , т. е. учитываются только операции сложения. Соответствующая сложность называется аддитивной. Обозначим ее Са.

3. Пусть λ(х)= λ(1) = 1, а λ(+) = λ(х у) = 0, т.е. учитываются только нелинейные операции — умножение и деление. Сложность такого рода называется мультипликативной. Обозначим ее Cm .

Аддитивная сложность является хорошим критерием качества алгоритма при обработке бинарных или троичных сигналов, элементы которых копируются в алфавитах (0,1), (1,-1), (1,0,-1). В этих случаях операции умножения и деления отсутствуют. Мультипликативная сложность обычно используется тогда, когда операция умножения существенно дороже операции сложения. При тотальной сложности все операции оцениваются одинаково. Она используется при анализе вычислителя, построенного на матричных процессорах. Заметим также, что сложность существенно зависит от выбора кольца К или поля F .

При оценке качества алгоритма обычно оперируют асимптотической сложностью, т. е. величиной, которая получается при неограниченном увеличении размера входа. Она в итоге определяет размер задач, которые можно решить алгоритмом. Асимптотическая сложность оценивается порядком роста функции без учета мультипликативных констант.

В практических приложениях все задачи имеют ограниченный размер. Поэтому, кроме порядка роста, следует учитывать и мультипликативную константу. Иногда больший порядок роста может иметь меньшую мультипликативную константу, и в этом случае такой алгоритм окажется предпочтительным при малых размерах задачи.

Б11.3. Ионосфера и её влияние на распространение радиоволн. Нерегулярные явления в ионосфере.

Начиная с высоты около 50 - 60 км, существенно проявляется ионизация атмосферной среды. Это нижняя граница ионосферы. Степень ионизации характеризуют числом свободных электронов N' в единице объема среды. Величина N' достигает максимума на высоте 250 - 400 км. Ионосферу, лежащую ниже этого уровня, называют внутренней, а лежащую выше — внешней. Последняя вплоть до высоты порядка радиуса земного шара может оказывать заметное влияние на распространение радиоволн.

Основной причиной ионизации атмосферы является ультрафиолетовое и рентгеновское излучение Солнца (в диапазоне волн короче 0,1 мкм) ; Вторым по значению фактором ионизации являются корпускулярные потоки, также в основном солнечного происхождения. Плотность энергии ионизирующего потока, приходящего к Земле, по мере проникновения в атмосферу падает в результате поглощения. Плотность же газа по мере приближения к Земле возрастает. Поэтому-то электронная концентрация N' как функция высоты имеет максимум: на некоторой высоте ионизация наиболее интенсивна. В ионосфере различают три основные области, обозначаемые буквами D (50 - 90 км), Е (90 - 120-140) и F (120-140 и выше)/их называют также слоями, а при детальном рассмотрении -фигурирует и более тонкая структура ионосферы, в частности, выделяют области F1 и F2. Днем степень ионизации значительно выше; в ночное время слои F1 (200 км) и F2 (250 км) не имеют резкой границы, а нижняя граница ионосферы поднимается до высоты около 100 км, причем исчезает область D. В зависимости от степени солнечной активности (11-летний цикл), сезона и времени суток это распределение варьируется. Слой Е1 (110 км), согласно существующим данным, в дневное время имеется во все сезоны на всем земном шаре, а слой Е2 - только в некоторых местах. Так называемые спорадические слои Е_с (100 км) состоят из образований небольшой горизонтальной протяженности (десятки километров); появление этих образований подчинено сложным закономерностям. В области F часто нет четкого выделения слоев F1 и F2. Вообще слой F наиболее нерегулярен и подвержен влиянию магнитного поля Земли.

Н ЕРЕГУЛЯРНЫЕ ЯВЛЕНИЯ: вспышки на Солнце, происходит резкое изменение режима области F. Можно говорить о сильном уменьшении электронной концентрации и увеличении высоты ее максимума. Влияние магнитных бурь сильнее в полярных зонах. Усилением ультрафиолетового и рентгеновского излучения. В результате глубокого проникновения излучения происходит резкое повышение ионизации в области D.

Ион-ра выступает как «природное зеркало». Разреженный газ этой области ионизован, причем степень ионизации ионосферной плазмы сначала возрастает с высотой (в так называемой внутренней ионосфере) и затем убывает, а как известно, с ростом концентрации свободных электронов N' уменьшается диэлектрическая проницаемость среды; о существовании потерь пока можно не говорить. Таким образом, внутренняя ионосфера — среда с вертикально падающим коэффициентом преломления. Излучение антенны А, представляющее собой вблизи нижней границы ионосферы локально плоскую волну, можно охарактеризовать при помощи луча, приходящего под некоторым углом (рис. 15.2). Луч этот претерпевает рефракцию и может вернуться к Земле, как показано на рис. 15.26, причем рефракция в ионосфере может несколько раз чередоваться с отражением от земной поверхности. При многократном переотражении от ионосферы и Земли радиоволны распространяются на огромные расстояния при сравнительно малом поглощении. Но для диапазона УКВ ион-ра уже не играет роли отражателя. Если луч «не успевает» искривиться во внутренней ионосфере настолько, чтобы повернуть к Земле, то он уходит во внешнюю ионосферу (рис. 15.2в), где концентрация n' постепенно падает. Это обстоятельство также играет положительную роль, поскольку именно благодаря отмеченной «прозрачности» ионосферы оказывается возможной радиосвязь с космическими объектами, а также радиоастрономия. Т.о. ион-ра отражает волны с длиной волныλ>10М

Б12.1 Основные характеристики и параметры радиоприемных устройств.

Основными являются чувствительность, помехоустойчивость, избирательность, искажения принимаемых сигналов, динамический диапазон, диапазон рабочих частот, выходная мощность и мощность источников питания, стабильность и надежность работы, электромагнитная совместимость. При выборе этих параметров нужно исходить из назначения и условий работы приемника.

Чувствительностью называется способность радиоприемника в отсутствии внешних помех обеспечивать качественный прием слабых сигналов. Чувствительность радиоприемника характеризуется минимально необходимой мощностью или ЭДС сигнала в антенне, которые необходимы для нормального функционирования выходного устройства при заданных параметрах модуляции и заданном отношении сигнал/шум на выходе. Это отношение зависит от внутренних шумов приемника.

Помехоустойчивостью называется способность радиоприемника обеспечить прием переданных сообщений с заданной достоверностью при заданном способе передачи и наличии помех в канале. При воздействии помех от соседних станций, когда несущие частоты сигнала и помехи существенно различаются, помехоустойчивость приемника может быть обеспечена повышением его избирательности.

Избирательностью называется способность радиоприемника выделять полезный сигнал и ослаблять действие внеполосных мешающих сигналов. Это осуществляется с помощью частотно-фильтрующих устройств в высокочастотном тракте, а также в демодуляторе. В стационарном (установившемся) режиме свойства этого тракта описываются коэффициентом передачи

Динамическим диапазоном радиоприемника принято называть отношение (обычно в децибелах) максимального входного сигнала к минимальному. Уровень максимального сигнала ограничен допустимыми нелинейными искажениями, возникающими из-за пе­регрузки в последнем каскаде УПЧ при сильных сигналах. Минимальный уровень входного сигнала определяется чувствительностью приемника. В современных радиоприемниках обеспечивается динамический диапазон от 30 до 60 дБ. Расширение динамического диапазона достигается повышением чувствительности приемника и применением систем автоматического регулирования усиления.

Диапазоном рабочих частот приемника называется область частот настройки, в пределах которой обеспечивается нормальный прием сигналов. К качественным показателям радиоприемника также относятся его выходная мощность и мощность, потребляемая приемником от источника питания.

Важное значение имеют стабильность и устойчивость работы радиоприемника, которые характеризуются отсутствием самовозбуждения и допустимой величиной изменений параметров при заданных колебаниях температуры окружающей среды, напряжения источников питания и т. д. Приемник в целом характеризуется надежностью работы, которая определяется величиной среднего времени безотказной работы. Чем выше стабильность и устойчивость элементов приемника, чем выше надежность отдельных деталей, из которых собран приемник, тем выше его надежность.

В современных условиях все большее значение приобретают вопросы электромагнитной совместимости различных радиоустройств, входящих в общий комплекс аппаратуры и расположенных близко друг к другу. Меры ослабления взаимных помех различных радиоустройств включают в себя как мероприятия по уменьшению собственных излучений (в приемнике от гетеродина), так и мероприятия по уменьшению просачивания помех от других устройств по цепям питания, управления и т. п.

Б12.2. Преобразование Уолша-Адамара и его использование.

Пусть )} – совокупность равноотстоящих отсчетов сигнала. Выражения

1.31) (1.32)

образуют пару дискретного преобразования Уолша-Адамара в показательной форме. Равенство (1.31) называется прямым преобразованием и дает спектр сигнала в базисе Уолша. Равенство (1.32) называют обратным преобразованием.

Используя матрицу Адамара порядка , можно записать преобразование в матричной форме:

; ,

где , – векторы-столбцы отсчетов сигнала и спектральных коэффициентов.

Основными свойствами преобразования являются:

1. Линейность. Если и – две последовательности со спектрами и соответственно, то спектр их взвешенной суммы равен:

2. Инвариантность к диадному сдвигу. Сущность диад­ного сдвига заключается в перестановке отсчетов исходной функции.

т. е. спектральные составляющие исходного и диадно-сдвинутого сигналов могут отличаться только знаком. Амплитудный же спектр при диадном сдвиге не меняется.

3) теорема о свертке и корреляции.

спектр свертки равен произведению спектров сворачиваемых последовательностей:

Это позволяет для вычисления диадной свертки и корреляционной функции использовать преобразование Адамара:

Быстрое преобразование Уолша-Адамара

Существуют быстрые алгоритмы, ко­торые требуют только операций.

Н а рис. 1.8,б приведен граф вычислительного процесса для . Аналогично преобразованию Фурье БПА можно трактовать как разложение (факторизацию) матрицы Адамара в произведение слабозаполненых сомножителей.

Преобразование Уолша-Адамара используется:

В системах передачи информации для быстрого декодирования кодов методом максимального правдоподобия (например, М-последовательностей, кодов Голда,) и для обработки самих функций Уолша, которые используются в качестве синхросигналов в системах CDMA. Также системах обработки изображений (кодирование, сжатие, быстрые алгоритмы фильтрации).

Б12,3.1 Лампы бегущей и обратной волны .Принцип работы, параметры, конструкции.

Л ампой бегущей волны (ЛБВ) называется электровакуумный прибор, работающий по принципу длительного взаимодействия электронного потока с бегущей прямой замедленной электромагнитной волной. В конструкции ЛБВ, приведенной на рис., источником электронов является электронная пушка, образованная катодом, управляющим электродом, первым и вторым анодами Рис. Лампа бегущей волны.

1-катод; 2 - управляющий электрод; 3—первый анод;. 4 — второй анод; 5 — входной волновод; б - согласующий переход; 7 — спиральная замедляющая система; 8— локальный поглотитель; 9-выходной волновод; 10-коллектор; 11-устройство согласо­вания; 12 - фокусирующая система

Р ассмотрим основные параметры и характеристики ЛБВ. Выходная мощность

Коэффициент усиления ЛБВ зависит от входной мощности, частоты сигнала, режимов питания, нагрузки

К_р=47,3*C*N-9.54, где и

N-число длин волн, укладывающихся вдоль спирали, v_ф- фазовая скорость эл. маг. волны; Io-ток электронного пучка; Uо—ускоряющее напряжение; R_св— сопротивление связи (величина, определяющая эффективность связи электронного пучка с СВЧ-полем замедляющей системы); l - длина замедляющей системы; λ_c – длина волны в спиральной замедляющей системе.

Ч астотная характеристика лампы бегущей волны приведена на рис. Частотные свойства ЛБВ определяются свойствами замедляющей системы, качеством согласования выводов и локального поглотителя, режимом питания и др.

Фазовая характеристика зависит от ускоряющего напряжения, качества согласования входа и выхода ЛБВ и входной мощности.

Шумы ЛБВ вызываются флуктуацией скорости электронов, изменением токораспределения, ионизацией, вторичной электронной эмиссией и тепловыми шумами

Лампы обратной волны подразделяются на два класса: ЛОВ типа О и ЛОВ типа М. В приборах типа О происходит преобразование кинетической энергии электронов в энергию СВЧ поля в результате торможения электронов этим полем. В приборах типа М в энергию СВЧ поля переходит потенциальная энергия электронов, смещающихся в результате многократного торможения и разгона от катода к аноду. Средняя кинетическая энергия при этом остается постоянной.

У стройство ЛОВ типа О Электронная пушка создаёт пучок электронов, движущийся к коллектору. Заданное сечение пучка сохраняется постоянным при помощи фокусирующей системы. Предположим, что со стороны коллектора в замедляющую систему ЛОВ введён СВЧ сигнал, то есть вдоль замедляющей системы справа налево двигается волна с групповой скоростью vгр. Электроны, поочерёдно проходя мимо неоднородностей, встречают одну и ту же фазу высокочастотного продольного поля, что приводит к тому, что часть кинетической энергии пучка передаётся СВЧ-полю. При этом электронный поток приобретает модуляцию по скорости, что приводит к модуляции плотности электронного потока (быстрые электроны догоняют медленные). Этот модулированный поток, двигаясь по направлению к коллектору, наводит на замедляющей системе высокочастотный ток. Но энергия волны, с которой взаимодействуют электроны, двигается навстречу электронному потоку. В результате на выходе лампы около электронной пушки создаётся поле, превышающее первоначальный сигнал. Лампа приобретает свойства автогенератора.

Параметры и характеристики

Диапазон частот от единиц ГГц до единиц ТГц.

Ширина диапазона электронной перестройки частот характеризуется либо коэффициентом перекрытия диапазона либо относительной величиной, выраженной в процентах

Выходная мощность колебаний ЛОВ приблизительно пропорциональна величине напряжения на замедляющей системе и разности между рабочим и пусковым значениями тока электронного пучка:

Pout = kU0(I − I0), где k — коэффициент пропорциональности, I — ток электроннного луча, I0 — пусковой ток — минимальное значение тока при электронного луча, при котором возникает генерация.

Обычно выходная мощность излучения ЛОВ составлят от нескольких милливатт до нескольких ватт.

Зависимость мощности ЛОВ от напряжения на замедляющей системе

Б12,3.2

Выходная мощность ЛОВ увеличивается за счёт роста подводимой мощности U0I.

Спектр колебанийКолебания ЛОВ, как и других типов СВЧ генераторов, не являются монохроматическими. Расширение спектральной линии обусловлено случайной модуляцией, являющейся следствием дискретного характера тока электронного луча, эффекта распределения тока луча между отдельными электродами и элементами замедляющей системы, эффекта мерцания катода и других причин.

КПД Максимальный коэффициент полезного действия не превышает в ЛОВ типа О нескольких процентов.

Устройство ЛОВ типа М

Инжектирующее устройство создаёт поток электронов, движущийся к коллектору. Электронный поток создает в замедляющей системе наведенный ток и электромагнитное поле пространственных гармоник. Если ток луча (потока электронов) достаточно велик (больше пускового), на одной из пространственных гармоник, для которой выполнено условие фазового синхронизма (Ve = Vф), начинается взаимодействие электронного потока с полем волны, при котором в тормозящих полупериодах электрического поля гармоники будет происходить увеличение её энергии за счет уменьшения потенциальной энергии электронов. Электронный поток в ЛОВ типа М взаимодействует с обратными пространственными гармониками, для которых направления фазовой и групповой скоростей противоположны, поэтому электроны движутся к коллектору, а энергия волны им навстречу — к волноводному выходу прибора. В результате возникает положительная обратная связь между полем волны и электронным потоком, при которой волна, отдавая часть своей энергии на группировку электронов, приобретает большее её количество за счет уменьшения потенциальной энергии сгруппированных электронов.

Параметры и характеристики Диапазон частот Обычно ЛОВ типа М используются в диапазоне частот от 200 МГц до 20 ГГц с диапазоном электронной перестройки частоты до 40 %.

Крутизна электронной перестройки частоты В отличие от ЛОВ типа О в ЛОВ типа М скорость электронов в ЛОВМ прямо пропорциональна U0 (напряжению на замедляющей системе). Выходная мощность порядка десятков киловатт в дециметровом и единиц киловатт в сантиметровом диапазонах. В настоящее время они являются самыми мощными генераторами СВЧ колебаний с электронной перестройкой частоты. Коэффициент полезного действия достигает в ЛОВ типа М 50—60 %.

Б13.1 УРЧ. Назначение, параметры. Согласование по мощности и шумам. Способы повышения устойчивости.

Основное назначение УРЧ: Усиление сигнала РЧ и предварительная фильтрация помех.

- должна обеспечиваться частотная избирательность. Для этого усилители содержат резонансные элементы межкаскадной связи: одиночные колебательные контуры или системы связанных контуров. Диапазонные УРЧ должны иметь контуры с временной настройкой, чаще всего выполняются одноконтурными. В диапазонах умеренно высоких частот активным элементом усилителя служит электронная лампа или транзистор. На ВЧ применяются усилители с лампами бегущей волны, на туннельных диодах, параметрические квантовые усилители.

При высоких требованиях к избирательности и коэффициенту шума, УРЧ могут содержать два или более каскадов. По способу настройки контуров различают УРЧ с настройкой на фиксированные частоты и диапазонные УРЧ, в которых перестройка контуров производится изменением емкости.

По виду схем различают УРЧ:

1. с однотранзисторными каскадами:

-с общим эмиттером ОЭ,

-общим истоком ОИ, - общей базой ОБ,

-общим затвором 0З.с каскодными схемами :

- ОЭ-ОБ, - ОИ-03, - ОИ-ОБ, - ОИ-ОЭ, - ОЭ-ОЭ, - ОИ—ОИ;

2. с дифференциальными каскадами, состоящими из двух сим­метричных половин.

Основные электрические характеристики УРЧ:

1. Рез коэффициент усиления по напряжению K0=Uвых/Uвх

В полосовых усилителях резонансный коэффициент усиления определяется на средней частоте полосы пропускания.

Коэффициентом усиления по мощности называют величину отношения мощности на нагрузке к мощности, потребляемой на входе усилителя: Ku=Pвых/Pвх

2. Избирательность усилителя показывает относительное уменьшение усиления при заданной расстройке. Иногда избирательность удобно характеризовать коэффициентом прямоугольности.

3. Коэффициент шума, определяющий шумовые свойства усилителя

4. Искажения сигнала в усилителе. В УРЧ искажения могут быть: нелинейные, вызываемые нелинейностью характеристик активного элемента, и линейные — амплитудно-частотные и фазо-частотные.

5. Диапазон перестройки.

6. Полоса пропускания по уровню 0,7.

Шумы в УРЧ. Эквивалентная схема входа шумящего усилительного прибора следующая:

В общем случае условие получения оптимального Kш не совпадает с условием согласования по мощности. Поэтому проводят согласование по шумам --- оптимальное согласованием по мощности.

Таким образом для получения минимального Kш устройства необходимо:

1. выбрать усилительный прибор с минимальным Kш в заданном диапазоне частот и обеспечить по шумам оптимальный режим работы, т.е. токи через него и напряжение на электродах

2. использовать резонансную систему с минимальными потерями

3. оптимизировать величины n1, n2 так, чтобы Kш стремилось к минимуму при заданной полосе пропускания.

Способы повышения устойчивости:

1. пассивный – уменьшают коэффициенты включения на n1, n2 до тех пор пока схема не станет устойчивой.Недостаток: невозможность получения высокого коэффициента усиления.

2. активный -

3. с пособ нейтрализации – заключается в создании дополнительного канала передачи сигнала с выхода на вход, с помощью которого компенсируется внутренняя ОС. Скомпенсированный сигнал ОС, обеспечивающий возможность получения K_U max – это достоинство схемы. Недостатки:

- изменение степени нейтрализации сигнала внутренней ОС при воздействии дестабилизирующих факторов;

- необходимость подбора цепи нейтрализации каждому конкретному транзистору из-за разброса их параметров;

- невозможность нейтрализации в широком диапазоне частот. Поэтому нейтрализация используется редко.

Наиболее часто используемым методом повышения устойчивости является применение каскодных схем.

Б13.2.1 Эффективное кодирование информации.

Коды Шеннона–Фано

Простейшим способом статистического кодирования является коди­рование по методу Шеннона – Фано. Производится так:

1. все буквы из алфавита сообщения записывают в порядке убыва­ния их вероятностей;

2. затем всю совокупность букв разбивают на две примерно равные по сумме вероятностей группы; одной из них (в группе может быть любое число символов, в том числе - один) присваивают символ «1(0)», другой -«0(1)»;

3. каждую из этих групп снова разбивают (если это возможно) на две части и каждой из частей присваивают «1(0)» и «0(1)» и т.д., пока в каждой группе не останется по одной букве.

Пример. Если заданы четыре сообщения А₁, А₂, А₃, А₄ с вероятностя­ми Р(А₁) = 1/2, Р(А₂) - 1/4, Р(А₃)=Р(А₄) = 1/8, то это означает, что среди, на­пример. 1000 переданных сообщений около 500 раз появляется сообщение А₁, около 250 - сообщение А₂ и примерно по 125 раз - каждое из сообще­ний А₃ и А₄.

Используя алгоритм Шеннона - Фано, сообщение разбивается на две равновероятные группы: в первую попадает сообщение А_1, во вторую - со­общения А₂, А₃, А₄,. Первой группе на каждом этапе разбиения можно со­поставить символ 0, второй - символ 1, затем вторая группа разбивается на две равновероятные – А₂ и А₃, А₄, и последний шаг - разбиваем А₃ и Ац,

А1	1/2	0
А2	1/4	1	0
А3	1/8		1	0
А4	1/8			1

В итоге сообщения кодируются следующим образом: А₁ –0, А₂ –10, А₃ –110,А₄-111.

Понятно, что чем более вероятно сообщение, тем быстрее оно обра­зует «самостоятельную» группу и тем более коротким словом оно будет закодировано. Это обстоятельство и обеспечивает высокую экономность кода Фано. Такой метод кодирования можно применять и в случае произ­вольного алфавита из q символов с той лишь разницей, что на каждом шаге следует производить разбиение на q равновероятных групп.

Алгоритм кодирования Фано имеет очень простую графическую иллю­страцию в виде множества точек (вершин) на плоскости, соединенных отрез­ками (ребрами) по определенному правилу (такие фигуры называют графа­ми). Граф для кода Шеннона - Фано строится следующим образом. Из ниж­ней (корневой) вершины графа исходят два ребра, одно из которых (любое) помечено символом 0, другое - символом 1. Эти два ребра соответствуют разбиению множества сообщений на две равновероятные группы, одной из которых сопоставляется символ 0, а другой - символ 1. Ребра, исходящие из вершин следующего «этажа», соответствуют разбиению получившихся групп снова на равновероятные подгруппы и т.д. Построение графа заканчивается, когда множество сообщений будет разбито на одноэлементные подмножест­ва. Каждая концевая вершина графа, т.е. вершина, из которой уже не исходят ребра, соответствует некоторому кодовому слову. Чтобы указать это слово, надо пройти путь от корневой вершины до соответствующей концевой, вы­писывая в порядке следования по этому пути символы проходимых ребер.

Граф для рассмотренного выше примера представлен на рисунке

Кодовые деревья дают удобное геометрическое представление для многих важных понятий и облегчают решение различных задач, возни­кающих при построении экономных кодов.

Коды Шеннона - Фано являются префиксными кодами. Эти коды обеспечивают однозначное декодирование принятых кодовых слов без введения дополнительной информации для их разделения.

Коды Хаффмена

Алгоритм Хаффмена требует выполнения следующих шагов:

1. Выписываем в ряд все символы алфавита в порядке возрастания или убывания вероятности их появления в тексте.

2. Последовательно объединяем два символа с наименьшими вероят­ностями появления в новый составной символ, вероятность появления ко­торого полагаем равной сумме вероятностей составляющих его символов. В конце концов построим дерево, каждый узел которого имеет суммарную вероятность всех узлов, находящихся ниже него.

3. Прослеживаем путь к каждому листу дерева, помечая направление к каждому узлу (например, направо - 1, налево - 0) . Полученная последо­вательность дает кодовое слово, соответствующее каждому символу.

Пример. Кодирование сообщений по алгоритму Хаф­фмена представлено в таблице

Среднее число символов для такого кода составит

а избыточность кода

т.е. на порядок меньше, чем при равномерном кодировании.

Б13.2.2

Пример статистического кодирования алгоритмом Хаффмена

Буква	Вероятность	Кодовое дерево	Код
а 6 в г д е ж 3	0.6 0.2 0.1 0.04 0.025 0.015 0.01 0.01		1 01 001 0001 00001 000001 0000001 00000001

Недостатки системы эффективного кодирования

1. Причиной одного из недостатков является различие в длине кодовых комбинаций. Если моменты снятия информации с источника неуправляе­мы, кодирующее устройство через равные промежутки времени выдает комбинации различной длины. Т.к. линия связи используется эффективно только в том случае, когда символы поступают в нее с постоянной скоро­стью, то на выходе кодирующего устройства должно быть предусмотрено буферное устройство. Оно запасает символы по мере поступления и выда­ет их в линию связи с постоянной скоростью. Аналогичное устройство не­обходимо и на приемной стороне.

2. Второй недостаток связан с возникновением задержки в передаче информации. Наибольший эффект достигается при кодировании длинными блоками, а это приводит к необходимости накапливать знаки, прежде чем поставить им в соответствие определенную последовательность символов. При декодировании задержка возникает снова. Общее время задержки мо­жет быть велико, особенно при появлении блока, вероятность которого мала. Это следует учитывать при выборе длины кодируемого блока.

3. Еще один недостаток заключается в специфическом влиянии помех на достоверность приема. Одиночная ошибка может перевести передавае­мую кодовую комбинацию в другую, не равную ей по длительности. Это повлечет за собой неправильное декодирование ряда последующих комби­наций, которые называют треком ошибки. Специальными методами по­строения эффективного кода трек ошибки стараются свести к минимуму.

Следует отметить относительную сложность технической реализации сис­тем эффективного кодирования.

Методы эффективного кодирования Шеннона - Фано и Хаффмана, рассмотренные выше, позволяют производить кодирование, если известна статистика входных сообщений, т.е. известна вероятность их появления.

Б13.3.1 Полупроводниковые приборы СВЧ. Принципы работы, параметры, конструкции.

Полупроводниковые диоды СВЧ.

Частотные свойства p-n перехода определяются инерционностью процессов накапливания и рассасывания (временем жизни) неосновных носителей заряда. Поэтому для использования диодов с p-n переходом в СВЧ диапазоне это время необходимо уменьшать. Уменьшение времени жизни достигается введением специальных примесей (например, золота), энергетические уровни которых расположены вблизи середины запрещенной зоны. Использование таких примесей увеличивает рекомбинацию неосновных носителей заряда и уменьшает время их жизни до 10^-9 с, что позволяет использовать диоды с p-n переходом в низкочастотной части СВЧ диапазона (до 1 ГГц).

Варакторные диоды

Используется как нелинейные емкости с малыми потерями - применяются в качестве умножителей частоты в СВЧ диапазоне

Туннельные диоды

В основе работы туннельного диода лежит туннельный эффект, который заключается в том, что при определенных условиях электрон может пройти потенциальный барьер запорного слоя, не затрачивая энергии. Для этого нужно повысить равновесную разность потенциалов перехода и сделать очень узким запорный слой. Туннельный ток в прямом направлении (U>0) достигает максимума I_П и убывает до значения I_В , что связано с уменьшением числа электронов, способных совершить туннельный переход. В интервале напряжений от U_П до U_В дифференциальное сопротивление туннельного диода отрицательно, что позволяет применять его в качестве усилителя и генератора СВЧ колебаний. Туннельные диоды используются также и в детекторах СВЧ. Высокие частотные свойства туннельного диода определяются малым временем перехода электрона через узкий сверхлегированый p⁺-n⁺ переход (10^-13 -10^-14 с), что позволяет использовать туннельные диоды в усилительных схемах до 100 ГГц. Достоинствами туннельных усилителей являются относительная простота, малые габариты, экономичность питания, широкополосность, низкий уровень шума, высокая радиационная и температурная устойчивость. К недостаткам относятся малый динамический диапазон и малая мощность.Генераторы СВЧ на туннельных диодах работают в сантиметровом и миллиметровом диапазонах длин волн с выходной мощностью до нескольких милливатт. В настоящее время они практически вытеснены генераторами на других полупроводниковых приборах. Туннельные диоды могут быть использованы в качестве смесителей и умножителей частоты. Преимущества туннельного диода как смесителя перед другими диодами – меньшие потери и возможность усиления при преобразовании. Туннельные диоды перспективны для использования в детекторах СВЧ. Они имеют высокую чувствительность при выборе рабочей точки вблизи пикового значения тока.

Лавинно-пролетные диоды (ЛПД) - это диоды с усилением и генерированием колебаний, осуществляемых за счет потока, возникающего при лавинном пробое в p-n переходе и сдвинутом по фазе с напряжением, вызвавшим этот ток. Отрицательное сопротивление ЛПО проявляется только на достаточно больших частотах и не проявляется в статическом режиме.

Рабочая точка выбирается на отрицательном участке. Используется ЛПД в качестве генераторов в непрерывном и импульсном режимах, в качестве умножения частоты в см. и мм-вом диапазонах.

Рin-диод В этом диоде между сильно легированными областями с дырочной и электронной проводимостью находится i-область с концентрацией носителей, близкой к собственному полупроводнику

При подаче прямого напряжения в i-область одновременно инжектируются дырки из р-области и электроны из n-области. Сопротивление i-области и всего диода становится малым. При обратном напряжении дырки и электроны из i-области экстрагируются обратно и сопротивление диода увеличивается. Дифференциальное сопротивление pin-диода при изменении знака напряжения изменяется на несколько порядков, в то время как его емкость, определяемая в

основном шириной i-области, изменяется незначительно. Рin-диоды с малой емкостью используются в качестве мощных вентилей СВЧ диапазона.

Б13.3.2

В СВЧ диапазоне pin-диоды применяются для создания переключающих цепей, переменных и ступенчатых аттенюаторов, амплитудных модуляторов, плавных и ступенчатых фазовращателей.

Диод с барьером Шотки В диодах с барьером Шотки (ДБШ) используется контакт металл-полупроводник, в котором работа выхода электронов из полупроводника меньше работы выхода из металла. Разница в работах выхода приводит к созданию контактной разности потенциалов, уравновешивающей потоки электронов из полупроводника в металл и обратно. В ДБШ отсутствует накопление неосновных носителей заряда, и это улучшает его быстродействие (время восстановления обрат--9ного сопротивления ДБШ порядка 10 с). Вольт-амперная характеристика ДБШ близка к вольт-амперной характеристике идеального

p-n перехода: Это означает, что прямая ветвь вольт-амперной характеристики ДБШ идет круче, чем у обычного диода. Уровень шумов ДБШ также оказывается ниже, чем в аналогичных по применению диодах с p-n переходом.

Применяются ДБШ в качестве детекторных и смесительных диодов вплоть до миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов. Диоды с барьером Шотки могут быть также использованы для умножения и преобразования частоты вследствие нелинейной зависимости сопротивления и емкости перехода от напряжения. Особенно существенны их преимущества при преобразовании слабых сигналов.

Биполярные транзисторы СВЧ Частотные свойства биполярных транзисторов определяются временем задержки сигнала (t) от эмиттера до коллектора:

где э.п – время заряда емкости эмиттерного перехода, б – время

пролета базы, к.п – время заряда емкости коллекторного перехода,

– время пролета коллектора. Уменьшение ширины базовой области до 0,1 мкм снижает время пролета базы до единиц пикосекунд, поэтому граничная частота в основном определяется оставшимися тремя слагаемыми, которые равны десяткам пикосекунд. Для их уменьшения требуется уменьшение емкости эмиттерного перехода, ширины коллекторного перехода и сопротивления коллекторной области. Однако эти требования противоречивы. Например, повышение концентрации примеси, необходимое для уменьшения ширины коллекторного перехода, приводит к снижению напряжения его пробоя и росту его емкости, а уменьшение емкости за счет уменьшения площади перехода сопровождается падением мощности транзистора. Реальная граничная частота биполярных СВЧ транзисторов не превышает 20 ГГц. Биполярные транзисторы находят применение в качестве малошумящих усилителей малой и средней (до 50 Вт) мощностей в низкочастотной области СВЧ диапазона (до 4-5 ГГц). На более высоких частотах они полностью вытеснены полевыми транзисторами.

Полевые транзисторы СВЧ Возросшая роль полевых транзисторов в СВЧ диапазоне по сравнению с биполярными транзисторами связана с разработкой полевых транзисторов с барьером Шотки на арсениде галлия n-типа. Высокая подвижность электронов в арсениде галлия, уменьшение длины затвора (до 1 мкм) и использование тонких (до 0,2 мкм и высоколегированных эпитаксиальных пленок улучшили частотные свойства полевых транзисторов.

Поэтому GaAs имеющий большее значение скорости электронов, чем кремний или германий, является предпочтительным материалом для изготовления полевых транзисторов. Наибольшее применение полевые транзисторы на арсениде галлия с барьером Шотки нашли применение в малошумящих СВЧ усилителях. В диапазоне 4 – 20 ГГц они являются лучшими по шумовым и усилительным характеристикам, чем другие приборы того же на значения. Большой динамический диапазон и хорошие шумовые характеристики позволяют использовать их в смесителях.

Б 14.1.1 Преобразователи частоты (ПЧ). Назначение, принципы преобразования, параметры, типы. Сравнение параметров ПЧ различных типов между собой.

Назначение. ПЧ служат для переноса спектра частот из одной области в другую без изменения характера модуляции. Они являются частью супергетеродинного приемника. В результате преобразования получается новое значение частоты fпр, называемой промежуточной. Частота fпр, может быть как выше, так и ниже частоты сигнала fc; в первом случае проис­ходит преобразование частоты вверх, во втором - вниз.

Как видно из диаграмм напряжений на входе и выходе ПЧ (рис1), при преобразовании частоты закон модуляции u_ВХ, (в данном примере — амплитудной) не нарушается, а изменяется только частота несу­щего колебания на выходе преоб­разователя. Согласно рис.1, спектр преобразованного колеба­ния сместился по оси частот влево (для fпр< fc); при этом характер спектра не изменился.

Д ля преобразования ча­стоты в радиоприемниках исполь­зуются линейные цепи с периоди­чески меняющимися параметра­ми. Структурная схема ПЧ, показанная на рис.4,3, содержит преобразова­тельный элемент ПЭ, гетеродин Г и фильтр Ф. Режим работы ПЭ периодически во времени меняет­ся под действием напряжения гетеродина с частотой гетеродина fг. В результате изменяется кру­тизна ВАХ преобразовательного элемента, что приводит к пре­образованию сигнала.

П оложим, что к ПЭ со строго квадратичной ВАХ i2=f(u) (рис. 4.4) приложены напряжение гетеродина uГ и не­которое начальное напряжение смещения Есм; при этом u=uГ+Есм Под действием напряжения гетеродина рабочая точка ПЭ начинает периодически изменяться во времени и, как следует из рис.4.4 крутизна S в рабочей точке также будет периодически меняться от S’ до S’’ . Так как S=di2/du, то при квадратичной ВАХ зави­симость крутизны S от напряжения u линейна. Следовательно, при косинусоидальном напряжении Uг крутизна S изменяется также по косинусоидальному закону и содержит постоянную составляю­щую и первую гармонику. Тогда S(t)=S0+S1 cosωГ t, где S0 - постоянная составляющая крутизны ПЭ; S1 - амплитуда первой гармоники крутизны ПЭ.

Ток на выходе ПЭ содержит составляющие трех частот: частоты сигнала fc, суммарной частоты fг+fс и разностной частоты fг-fс. Из составляющих выходного тока используют толь­ко, как правило, составляющую разностной частоты (полезная со­ставляющая):i2пол≈ 0,5 S1Uccos[ (ωГ -ωc)t- φc] (4.2)

Фильтр на вых ПЧ выделяет только эту составл вых тока, поэтому напряжение на вых преобразователя определяется током i2пол .Согласно (4.2), амплиту­да полезной составляющей вых тока пропорциональна амп­литуде сигнала Uс ,следовательно, при преобразовании частоты за­кон изменения амплитуды сигнала (амплитудная модуляция) со­храняется. Фаза тока i2пол также соответствует фазе исходного сигнала φc, т. е. при преобразовании частоты фазовая модуляция сохраняется. Амплитуда тока i2пол зависит от амплитуды гармоники крутизны S1. При Uг = 0, как следует из рис. 4.4, S1 = 0; i2пол = 0 (преобразования по частоте не происходит). Чем больше Uг, тем больше S1 ,а следовательно, больше амплитуда тока i2пол и амп­литуда напряжения на выходе преобразователя.

В зависимости от вида ПЭ ПЧ подразделяют на диодные, транзисторные, интегральные. В зависимости от числа ПЭ выделя­ют следующие виды преобразователей: простые (один ПЭ), баланс­ные (два ПЭ), кольцевые (четыре ПЭ). Если fпр=fс-fГ, то положение боковых полос сигнала относительно несущей частоты после преоб­разования частоты не изменяется (неинвертирующий ПЧ). Если fпр=fс+fГ ,то боковые полосы после преоб­разования меняются местами, нижняя становится верхней, и наобо­рот (инвертирующий ПЧ). Под действием напряжения гетеродина периодически во времени меняется режим работы ПЭ, в результате чего меня­ется с частотой fг крутизна ПЭ. При этом ток на выходе ПЭ содержит помимо составляющей с частотой сигнала ряд комбинационных составляющих, одна из которых с частотой fпр (обычно fс-fГ или fГ-fс )выделяемая фильтром, создает напряжение на выходе преобразователя частоты. Параметры ПЧ: коэф. преобразования Кпр =Uпч/ Uс , допустимый уровень линейных и нелинейных искажений модулирующего сигнала, стабильность настройки – определяется стабильностью Г, уровень побочных каналов приёма. Выбор fпч не должна: совпадать с частотами мощных радиостанций, быть слишком высокой, быть слишком низкой, стандарт: ПЧ=465кгц для АМ, 10.7Мгц для ЧМ. Принцип работы диодного ПЧ. В большинстве приемников сверх­высоких частот в качестве ПЭ ПЧ использу­ют диоды, обладающие малым временем пролета электронов (малой инерционностью) и сравнительно малыми шу­мами. Недостаток диодных преобразователей - отсутствие усилительных свойств. Такие ПЧ применяют и в профессиональных РПУ декаметрового диапазона.

Б14.1.2

В ариант схемы диодного ПЧ показан на рис. 4.11. Фильтр настроен на частоту fопч. Частичное подключение диода к входному и выходному контурам снижает шунтирующее действие на них сопротивления диода. В реальных конструкциях диодных преобразователей частоты СВЧ входной контур выполня­ют в виде отрезков полосковых или коаксиальных линий, а также в виде объемных резонаторов. В некоторых преобразователях пред­усматривают источник напряжения смещения Е, оптимизирующий рабочий участок ВАХ диода.

Выводы. 1. Преобразование частоты в диодном преобра­зователе осуществляется благодаря периодическому измене­нию крутизны диода под действием напряжения гетеродина. Для расчета диодного преобразователя определяют его эквива­лентные параметры преобразования. Так как схема диодного преобразователя взаимна, то параметры прямого и обратного преобразования равны между собой.

2. Постоянная составляющая тока диода пропорциональна амплитуде напряжения гетеродина Uг, что позволяет проще косвенно оценить Uг no IД0.

3. При Uг=0 мощность шумов на вых, диодного ПЧ определ шумами сопротивления перехода диода; при Uг >0 через диод проходит ток с постоянной составляющей IД0, явля­ющийся источником дополнительных дробовых шумов. Коэф­фициент шума ПЧ совместно с УПЧ Ш∑ зависит от напря­жения UГ; режим работы диодного ПЧ (IД0=Iо) выбирают по минимальному Ш∑ ,особенно при отсутствии в приемнике УРЧ.

ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПЧ. В транзисторных ПЧ в качестве ПЭ исполь­зуют биполярный или полевой транзистор. Под действием напряже­ния гетеродина Ur периодически с частотой гетеродина fг меняется во времени крутизна S транзистора, за счет чего происходит преобразование частоты. По аналогии с усилителями, в транзисторных преобразователях напряжение сигнала может подаваться в цепь базы (схема с ОЭ) либо в цепь эмиттера (схема с ОБ). Напряжение гетеродина можно подавать в цепь совместно с на­пряжением сигнала, однако при этом между цепями сигнала и гете­родина возникает связь, которая может привести: а) к взаимному влиянию настройки контуров сиг­нала и гетеродина; 6) к просачи­ванию напряжения, с частотой си­гнала в цепь гетеродина, что мо­жет вызвать синхронизацию гете­родина напряжением сигнала, при этом fГ=fС и преобразования частоты не произойдет; в) к излучению антенной приемника напряжения с частотой fС, если контур является входным, что создает помехи близко расположенным РПУ. Для ослабления перечислен­ных отрицательных явлений нап­ряжение сигнала и гетеродина по­дают в различные цепи транзистора. Схема преобразователя частоты на биполярном транзисторе с отдельный гетеродином показана на рис. 4.17. Напряжение UГ, вво­дится в цепь, эмиттера, выходной фильтр настроен на частоту f0пp. В качестве фильтра часто используют сложный фильтр сосредото­ченной селекции. Выводы. 1. В транзисторных преобразователях частоты для уменьшения взаимной связи между цепями сигнала и гете­родина напряжение сигнала обычно подается в цепь базы, а на­пряжение гетеродина - в цепь эмиттера.

2. Преобразование частоты в транзисторном преобразова­теле осуществляется за счет периодического изменения крути­зны транзистора под действием напряжения гетеродина с ча­стотой fГ.

3. Наиболее широко используют схему преобразователя с отдельным гетеродином. Возможно построение преобразова­теля с совмещенным гетеродином, в котором для генерирова­ния колебаний с частотой fГ полезно используется составляю­щая коллекторного тока с частотой fГ.

Б14. 2.Псевдослучайные последовательности (ПСП). Понятие, свойства, применение.

Случайной называется последовательность, для которой появление каждого следующего символа подчиняется вероятностному закону. Каждый последующий символ не зависит от предыдущего. ПСП – последовательность, которая в определенной степени имеет сходство с неким случайным процессом. Наибольшее распространение получили М-последовательности. Широкое применение вызвано простотой получения – на базе линейного регистра сдвига с обратными связями. Число элементов N, укладывающихся в периоде, определяется величиной (2n-1), где n-число разрядов в регистре.

С войства:1.Для количественного определения степени сигнала U(t) и его смещенной во времени копии U(t-τ) принято вводить авто корреляционную функцию сигнала u(t), равному скалярному произведению сигнала и копии:

Э то позволяет используя свойство ортогональности, вылавливать сигналы в условиях многолучевости.

2.Взаимно-корреляционная функция (ВКФ) показывает, как взаимодействуют сигналы между собой в ансамбле; насколько в массиве сигналов будут создаваться помехи друг другу. Ансамбль – набор сигналов либо принятых реализаций.

3.Ширина спектра. Это свойство используется для скрытности радио линий за счет снижения мощности сигнала. При приёме узкополосным приёмником сигнал воспринимается как шум.

Кроме М-последовательностей к линейным ПСП относятся коды Голда, последовательности Мак-Эллис, Диджилок.

Нелинейные ПСП строятся на основе регистров с нелинейными обратными связями, либо путем других нелинейных операций. К ним относятся последовательности Брейка, коды на основе двузначных характеров.

Применение: в радио локации, радио навигации, связи.

1. улучшение точности оценок временных задержек сигналов и сдвигов несущей частоты в каналах связи при наличии помех.

2. повышение помехоустойчивости системы передачи дискретных сигналов при наличии в канале связи дискретной многолучевости.

3. повышение секретности систем (ухудшение возможности их обнаружения)

4. обеспечение высокой достоверности при высокой информационной скорости передачи.

Б 14.3. Многополюсники СВЧ. Матричный анализ многопол-в СВЧ.

Многополюсники СВЧ–комбинация проводников и диэлектриков, составляющих целостный узел, имеющих N входов и M выходов и выполняющих задачу по обработке СВЧ-сигналов.

Бывают:

- пассивные – у кот. отсутствует усиление или генерация колебаний.

- активные – если условие не выполняется

- линейные – у кот. Хар-ки не зависят от уровня мощности СВЧ-сигнала.

- нелинейные - характеристики зависимы от уровня мощности СВЧ-сигнала.

- симметричные/несимметричные. Для симметричных характерно наличие осей симметрии или возможность перенумерации входов и выходов без изменения параметров многополюсника.

- диссипативные – имеют потери сигнала.

- недиссипативные.

При расчете многополюсников СВЧ используются следующие подходы:

1 классический – многополюсник представлен в виде устройства с N входами и M выходами, для которого составляется матрица падающих и отраженных волн и осуществляется расчет устройства с помощью понятий напряжения и токов.

2 волновой – все аналогично, за исключением того, что пользуются понятием электромагнитных волн, действующих на данное устройство. Для описания многополюсника СВЧ используют следующие матрицы:

1 матрица рассеяния , где UП­­-падающая, UО-отраженная

Физ.смысл элементов матрицы:

-диагональные элементы S11, S22…SNM-коэф.отражения от соответствующих входов.

-остальные элементы – коэф.передачи (обратные и прямые)

2 матрица сопротивлений и проводимости:

Z11, Z22 – собственные сопротивления входов многополюсника.

Матрица проводимости взаимообратна:

Y=Z-1; Z=Y-1; (U=Z*I; I=Y*U)

Диагональные элементы – собственные проводимости, остальные взаимные проводимости. При анализе многополюсников СВЧ используют принцип взаимности: если некоторая ЭДС в цепи одного входа многополюсника СВЧ вызывает в цепи другого короткозамкнутого входа ток, то при перемещении источника ЭДС в цепь второго входа, в цепи первого короткозамкнутого входа появляется точно такой же ток I2/U1=I1/U2. При этом взаимные проводимости равны YMN=YNM.

Декомпозиции: многополюсник СВЧ разбивается на простейшие устройства (базовые элементы), для которых составляются матрицы соответствующих параметров, и весь многополюсник описывается с помощью анализа простейших базовых элементов. При этом характерно наличие двух способов возбуждения: синфазный и противофазный

Б15.1 Гетеродины радиоприемных устройств. Назначение, характеристики, способы построения. Влияние параметров гетеродина на характеристики радиоприемников.

Гетеродин приемника формирует вспомогательное гармоническое напряжение, необходимое для преобразования частоты. Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродину, являются:

– обеспечение необходимого значения рабочей частоты и перестройки ее в заданном диапазоне;

– стабильность частоты генерируемых колебаний;

– обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения и ее постоянство;

– минимальный уровень гармоник выходного напряжения;

Простейшие гетеродины представляют собой однокаскадные генераторы с самовозбуждением на транзисторах. Такие гетеродины находят применение в радио- и телевизионных приемниках, а также в некоторых профессиональных устройствах, в которых не требуется высокая точность настройки. К группе простейших гетеродинов могут быть отнесены клистронные гетеродины, а также гетеродины на туннельных диодах.

К недостаткам гетеродинов, выполненных по простейшим схемам, относится низкая стабильность их частоты. Поэтому в большинстве профессиональных радиоприемных устройств, где важны точность установки частоты гетеродина и высокая ее стабильность, используют более сложные схемы. В качестве примеров можно назвать схемы генераторов с многократным умножением частоты, схемы синтезаторов частоты, квантовых генераторов, обеспечивающих исключительно высокую стабильность частоты.

Широко распространены схемы гетеродинов с кварцевой стабилизацией частоты. Их достоинством является возможность получения стабильных колебаний при относительной простоте. Так, простейший кварцевый генератор без дополнительных мер может обеспечить относительную нестабильность частоты порядка 10^-5. Использование стабильных источников питания, термостатирование и герметизация позволяют уменьшить нестабильность частоты кварцевого гетеродина до 10^-8.

Характеристики.

К параметрам, определяющим основные свойства гетеродинов, относятся:

– рабочий диапазон частот (диапазон перестройки частоты)

– выходная мощность Р_{г вых}

– диапазон быстрой электрической перестройки частоты f_ЭЛ,

– крутизна электрической перестройки частоты S_ЭЛ = f / U [МГц/В],

– нестабильность частоты и мощности– уровень шума на различных частотах

Практическое применение находят генераторы с трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью. Кроме обычных генераторов с самовозбуждением широко применяют кварцевые генераторы. В качестве примера.

С хема гетеродина трансформаторной связью (рисунок).

Б15.2 Базовая структура и частотные характеристики анализатора спектра на основе ДПФ.

Базовая структура.

В основе анализаторов спектра, использующих ДПФ, лежит базовая структура, приведенная на рисунке.

Она реализует базовые операции анализатора спектра – взвешивание и вычисление ДПФ. Ее выходом является вектор ДПФ входной в общем случае не ограниченной по длине последовательности x(n), усеченной весовой функцией w(n) конечной длины N:

(1)

Здесь (n) = x(n) w(n), n = 0, 1, …, N – 1 – преобразуемая входная последовательность ДПФ; ω_k = kω_д/N или f_k = kf_д/N – частоты анализа, называемые также бинами ДПФ

Частотные характеристики анализатора спектра на основе ДПФ.

Существует тесная связь между ДПФ и цифровой фильтрацией. Для ее установления запишем отклик нерекурсивного фильтра (НФ) с конечной импульсной характеристикой h(n) длиной N на анализируемый с помощью ДПФ сигнал x(n) в момент времени nT_д = (N – 1)T_д (при n = N – 1):

(2)

Из сопоставления последних равенств с нижеследующим равенством следует, что выход канала ДПФ X(jω_k) совпадает с выходом НФ с импульсной характеристикой, отвечающей условию: h(N – 1 – m) = w(m) или h(m) = w(N – 1 – m) . Это означает, что k-й канал ДПФ эквивалентен полосовому НФ с импульсной характеристикой h(m), согласованной со взвешенным комплексным гармоническим сигналом w_k(m) = w(m) в соответствии с условием согласования: h(n) = w*_k(N – 1 – m). Такой фильтр имеет частотную характеристику

H(jω) = W*[j(ω – ω_k)], (3)

являющуюся комплексно-сопряженной частотной характеристике весовой функции W*(jω), смещенной вправо к частоте ω_k > 0 (центральной частоте канала k > 0) или влево к частоте ω_k < 0 (центральной частоте канала k < 0).

Частотную характеристику НФ можно определить также по его отклику y(N – 1) на комплексный гармонический сигнал x(n) = , отнесенный к значению этого сигнала при n = N – 1:

H(jω) = y(N – 1) / = W*[j(ω – ω_k)],

что совпадает с выражением для частотной характеристики (3).

Это позволяет аналогичным образом определить и частотную характеристику канала ДПФ, обозначаемую H(jω_k, ω), в виде отношения его отклика на комплексный гармонический сигнал x(n) = к значению сигнала при n = N – 1:

H(jω_k, ω) = ДПФ_N{ w(n)} / = W*[j(ω – ω_k)].

Максимум частотной характеристики канала имеет место на частоте ω = ω_k, при этом на частотах ω > 0, совпадающие с бинами ДПФ, откликаются каналы анализатора спектра с номерами k > 0 в полосе частот (0 – ω_д/2), а на частоты ω < 0 (иначе на сигнал x(n) = ), совпадающие с бинами ДПФ, откликаются каналы с номерами k < 0 в полосе частот (– ω_д/2 – 0).

Таким образом, анализатор спектра на основе ДПФ обеспечивает разрешение комплексных гармонических сигналов не только по частоте, но и по знаку частоты. При вычислении ДПФ в диапазоне частот (0 – f_д/2), т. е. для k = 0, …, N – 1, отрицательным значениям k_– = –1, –2, … –N/2 соответствуют значения k = k_– + N.

В качестве примера найдем частотную характеристику анализатора спектра с прямоугольной весовой функцией w_R(n) длиной N. Ее преобразование Фурье W_R(n) = e^{–j(N – 1)/2} [sin(ωNT_д / 2)] / [sin(ωT_д / 2)].

Каналы k = 0, 1, …, (N – 1)/2 анализатора спектра, откликающиеся на сигнал x(n) = , для данной весовой функции описываются частотной характеристикой:

Б15.3 Вибраторные и щелевые антенны. Распределение тока и напряжения. Основные параметры, типы конструкций.

Применяются в диапазонах: сверхдлинных, средних, коротких и ультракоротких волн.

В качестве самостоятельных антенн

В качестве облучателей др. типов антенн (рупорных, паробалических, зеркальных, линзовых)

В качестве элементов фазированных ант. решеток либо просто ант решеток.

2l=λ/2 2l=λ

Симметричный полуволновой симметричный волновой вибратор

вибратор

простейшая вибраторная антенна – диполь Герца.

Конструкция

L и l подбирают так чтобы оптимально согласовать фидер с вибратором. Точки А и В подбираются экспериментально. Для того чтобы показать как распределяется U и I в вибраторах нужно показать распределение U и I в эквивалентной данной антенне длинной линии.

Для волнового 2l=λ

Боковые лепестки появляются из-за наличия участков со встречным направлением токов.

Б16.1 Особенности построения радиоприемных устройств дискретных сигналов с различными видами манипуляции когерентной и квазикогерентной обработки сигналов.

Д искретный сигнал представляет собой ВЧ – колебание, модулируемый параметр которого изменяется дискретно в соответствии с модулирующим сигналом. Такая модуляция называется манипуляцией. Существует три вида манипуляции: амплитудная – АМ, частотная – ЧМ, фазовая – ФМ. РПУ дискретных сигналов состоят из двух основных блоков: 1.главного тракта приемника (ГТП), предназначенного для усиления и селекции принимаемого ВЧ-сигнала; 2.блок демодулятора, осуществляющий детектирование сигнала и его преобразование к виду, пригодному для использования в оконечных устройствах. При АМ дискретные сообщения передаются комбинациями двух видов сигналов (посылок и пауз), отличающихся амплитудой колебаний. АМД -амплитудный детектор; МФ – манипуляционный фильтр (дополнительное снижение помех, убираются провалы в посылках и выбросы в паузах);СУ -симметрируещее устройство; ПУ -пороговое устройство (могут использоваться ограничители по максимуму); УЗ –защита от помех в паузах; ТМ –тонманипуляторы (передача посылок сопровождается помехами, поэтому дискретный сигнал передается на тональных частотах). Данный вид манипуляции, несмотря на свою простоту, используется крайне редко из-за низкой помехоустойчивости и энергетической расточительности.

П ри ЧМ дискретные сообщения передаются комбинациями двух видов (и более) сигналов с разными частотами. лавное отличие от АМ – применение ЧД – частотного детоктора, которому предшествует ОА –ограничитель амплитуды, предназначенный для стабилизации амплитуды сигнала и повышения помехоустойчивости. При ФМ представляющим параметром радиоимпульсов является фаза высокочастотного заполнения. При демодуляции фаза ФМ сигнала сравнивается с фазой опорного колебания (несущей). Несущая может быть получена двумя способами: когерентным, и квазикогерентным. Когерентная обработка сигнала подразумевает наличие на в ходе приемника полной информации о всех параметрах принимаемого сигнала, при этом на ряду с информационным каналом, в эфире присутствует отдельный канал синхронизации, по которому передается опорный сигнал. Однако организация такого канала порой бывает невозможной. В этом случае применяют квазикогерентный метод обработки сигнала, заключающийся в восстановлении опорного колебания на приемной стороне из принятого радиосигнала.

Б16.2 Способы задания линейных кодов и кодирование информации.

Код называется линейным(групповым),если кодовые комбинации образуют некоторую подгруппу группы всех последовательностей длиной n. ЛК могут быть систематическими (известно местоположение проверочных и информационных символов) и несистематическими (неизвестно). К ЛК относятся: линейные блочные коды, коды с проверкой на четность, коды Хэмминга, коды Рида – Маллера, циклические коды. ЛК задаются с помощью порождающей G и проверочной H матриц, при этом G∙HT=0.

Матрица G содержит k строк и n столбцов, ее элементами являются нули и единицы. В качестве строк матрицы G выбираются любые ненулевые линейно независимые n – значные векторы, отстоящие друг от друга не менее чем на кодовое расстояние d. Свойство линейной независимости инвариантно относительно двум операциям: - Возможна произвольная перестановка строк и столбцов в матрице G. - Замена i-ой строки на сумму i-ой и j-ой строк не изменяет кодового расстояния. Т. о. любую матрицу G можно привести к приведено-ступеньчатому виду Проверочная матрица имеет вид , где Ik и Ir – единичные подматрицы. Операция кодирования информации линейным кодом заключается в умножении информационного вектора размерностью k на порождающую матрицу. Линейность существенно упрощает процедуры кодирования и декодирования, позволяя выразить каждое кодовое слово в виде «линейной» комбинации небольшого числа выделенных кодовых слов, т.н. базисных векторов.

Б16.3 Апертурные антнны. Общ св-ва, параметры, типы конструкций.

Апертурные А.-это антенны, излучение у которых происходит через раскрыв, называемой апертурой. К апертурным антеннам относятся такие антенны как рупорные, линзовые, зеркальные. Из самого названия этих антенн следует, что их конструкция и принцип действия аналогичны соответствующим акустическим и оптическим системам. Апертурные антенны применяются в диапазоне СВЧ, т.е. на волнах короче одного метра. Малая длина волны позволяет сконструировать антенны, размеры которых много больше длины волны. Во многих применяемых на практике апертурных антенн поле в раскрыве имеет одинаковую поляризацию, близко к синфазному, т.е. неизменному по фазе, и характеризуется амплитудой, которая либо мало изменяется по раскрыву, либо имеет максимум в середине и уменьшается по краям раскрыва.КНД апертурных антенн связан с площадью раскрыва S и длиной волны общей формулой где <1 -общий (результирующий) коэффициент использования поверхности. Апертурные антенны первенствуют по направленности среди других типов антенных устройств. Апертурные антенны являются основным типом радиолокационных антенн, также они находят широкое применение в радионавигации, радиоастрономии.

Б17.1 Генератор с внешним возбуждением. Структура, режим работы. Баланс мощностей.

ГВВ – это часть РПДУ, предназначенная для формирования ВЧ сигнала с помощью усилительного прибора, управляемого внешним периодическим ВЧ сигналом. Если частота управляющего и выходного сигнала совпадают, то ГВВ называется усилителем мощности. В частности ГВВ – умножитель частоты. Напряжение U_возб поступает на вход усилительного прибора УП, вызывая изменения его выходного тока i_вых. Протекая через резонансную систему (РС), этот ток со сложным спектром вызывает колебание напряжения на РС с частотой, на которую она настроена. Другие спектральные составляющие подавляются. В результате форма U_вых близка к sin и в зависимости от частоты настройки РС имеет частоту входного сигнала или одной из его гармоник. В исходном состоянии (при отсутствии U_возб) через УП протекает некоторый ток I₀, определяемый величиной E_см. Величина E_см зависит от назначения ГВВ. В качестве УП применяют биполярные и полевые транзисторы, лампы, пролетные клистроны.

Основные параметры ГВВ: 1) выходная мощность; 2) КПД η=P₁/P₀, где P₁ -мощность первой гармоники действующей на выходе ГВВ (усилителя мощности), электронный КПД η=P_∑/P₀, где P_∑ =∑P_i - суммарная мощность ВЧ сигнала на выходе ГВВ; P₀- мощность потребляемая от источника питания.

В зависимости от U_возб и E_см может меняться характеристика, протекающего через УП, тока. Для классификации характеристик тока УП введены режимы работы УП:

1) Режим А. На протяжении всего периода U_возб УП не выходит в нелинейный режим. При этом через УП постоянно протекает некоторый ток, обусловленный действием E_см. Этот ток приводит к снижению КПД и нагреву УП. По этому повышаются требования к источнику питания, ухудшаются условия работы УП, приходится применять более мощные и дорогие УП, увеличиваются габариты. Достоинство: высокая чистота спектра выходного сигнала.

2) Режим Б. Позволяет достичь более высокого КПД ГВВ. Ток покоя УП равен 0, т.е. при отсутствии входного сигнала каскад энергии не потребляет, при этом угол отсечки 90°. Нагрузка – резонансная. При угле отсечки 90° η_max=0,78, т.е. КПД в режиме Б лучше. Этим объясняется его широкое использование в РПДУ. Недостаток: широкий спектр коллекторного тока и необходимость его хорошей фильтрации.

В выходной цепи происходит преобразование энергии источника мощности P₀ в энергию ВЧ колебаний P_вых1. Для нее баланс мощностей: P₀=P_вых1+P_p, где P_p - мощность, рассеиваемая в виде тепла. Во входной цепи баланс мощностей имеет вид: P_вх1=P_0вх+P_p.вх, где P_вх1 - мощность входного источника сигнала; P_0вх- мощность, передаваемая источнику постоянного тока во входной цепи (если есть); P_p.вх- мощность рассеиваемая в виде тепла.

Б17.2 Линейная, циклическая и диадная свертки. Методы вычисления сверток: прямые и с помощью двукратных преобразований.

Линейная свертка

Свертка – это математический способ комбинирования двух сигналов для формирования третьего сигнала. Свертка связывает три сигнала: входной сигнал, выходной сигнал и импульсную характеристику системы. В частности, через свертку выражается отклик линейной системы на некоторое возмущающее воздействие; при обращении одной из последовательностей по переменной n свертка превращается в корреляционную функцию, часто используемую в задачах обнаружения сигналов и определения их параметров и т.д.

Формулой свертки (сверткой): называют линейное уравнение вида:

где h[(n-m)T]- импульсная характеристика, задержанная на mпериодов дискретизации. Таким образом, реакция системы y(nT) вычисляется как дискретная свертка воздействия s(nT)и импульсной характеристики . При стандартном обозначении операции свертки, формула записывается в комплексном виде

.

Циклическая свертка определяется для периодических последовательностей длины N выражением

. В силу периодичности последовательностей номера отсчетов берутся по модулю , поэтому , .

Диадная свертка

Понятие диадного сдвига позволяет обобщить понятия свертки и корреляционной функции. Так как суммирование и вычитание по модулю два совпадают, то диадная свертка совпадает с диадной корреляцией и определяется выражением

где n = 0, 1, …, (N-1). Здесь номера отсчетов представляются в двоичной системе счисления, арифметические операции над числами выполняются посимвольно по модулю два, а длина сворачиваемых последовательностей равна , где - целое число. При этом сдвиг функций фактически заключается в перестановке отсчетов. Таким образом, коэффициентами свертки являются суммы произведений , полученные при различных перестановках функций .

К методам вычисления сверток с двукратным преобразованиям относятся методы, в основе которых теоремы о свертке для преобразований Фурье, Уолша, утверждающие, что спектр свертки равен произведению спектров сворачиваемых последовательностей.

Прямой метод. Рассмотрим две апериодические последовательности длины , при и последовательность длины , при . Апериодическая или линейная свертка этих последовательностей имеет длину и определяется как:

.

В матричной форме свертка при получим

В большинстве алгоритмов вычисления свертки входная последовательность делится на последовательные блоки по – отсчетов и вычисляется как сумма линейных сверток каждого из этих блоков с – точечной последовательностью .

Вычисление свертки на основе двукратных преобразований.

1) найти преобразования Фурье (обобщенные спектры) исходных последовательностей;

2) вычислить поточечное произведение этих последовательностей, причем одна из них должна быть взята в комплексно-сопряженной форме;

3) вычислить обратное преобразование Фурье от произведения спектров.

Б 17.3 Типовые устройства комбинационного типа, назначение, принципы построения, применение.

Цифровое устройство (ЦУ) – обеспечивает преобразов. совокупности цифровых входных сигналов Х в выходные сигналы Y. Комбинационные ЦУ (КЦУ) – это такие ЦУ, выходные сигналы Y которых в некоторый момент времени и не зависят от входных сигналов, поступающих в пред. мом. времени т.е. это ЦУ «без памяти».

Правила функционирования КЦУ могут быть заданы различными способами: словесно, таблицами истинности, булевыми выражениями. Реализация КЦУ предполагает выбор определенных логических элементов из заданного набора и их соединение, таким образом, чтобы обеспечивалась зависимость цифровых сигналов от входных, в соответствии с заданными правилами функционирования.

Элементной базой для построения КЦУ являются интегральные логические элементы (ИЛЭ) (с логическими функциями И, ИЛИ, НЕ, И-НЕ, ИЛИ-НЕ) на базе ТТЛ, КМОП и др. Выбор необходимых ИЛЭ производится в соответствии с определенным набором их параметров: коэффициент разветвления по входу, коэффициент объединения по выходу, статические (входная, выходная, передаточная) и временные (динамические) характеристики. Задача объединения выходов нескольких ЛЭ с целью перехода на общую выходную цепь может решаться несколькими способами:

Л Э с третьим состоянием допускающий управляемое отключение от нагрузки, что позволяет объединить выходы без дополнительных элементов. При построении сложных устройств используют также комбинации в виде типовых структур. На входы таких структур могут подаваться информационные логические сигналы и сигналы управления. При проектировании КЦУ необходимо учитывать неодинаковую задержку прохождения сигнала в отдельных частях КЦУ, в результате чего на выходах могут появиться импульсные помехи.

Дешифратором DC (декодером) называется КЦУ с несколькими входами и выходами, у которого каждой комбинации входных сигналов соответствует активное значение только одного определенного выходного сигнала. Полный дешифратор с входами имеет выходов.

Мультиплексор – устройство, которое служит для управляемой передачи данных от нескольких входных каналов в один выходной канал, каждый из входных каналов поочередно подключается к выходному под управлением адресующего сигнала.

Сумматор SM представляет собой ЦУ для сложения чисел (представлен ниже, где М2 – сложение по ). Также используют цифровые компараторы, схемы контроля честности.

К ЦУ широко применяется в устройствах связи. В автоматической электросвязи КЦУ используют как для коммутации каналов. Формирование и разделение цифровых сигналов в многоканальных системах с временным разделением может выполняться с помощью MS и DMS. Для автоматизации работы радиолиний в настоящее время вводят цифровое управление радиопередатчиками и радиоприемниками. Автоматический выбор диапазонов с включением нужных контурных катушек при этом выполняется с помощью DC. Цифровыми методами с использованием различных КЦУ выполняется регулировки усиления трактов, согласование с антенными цепями, контроль за работоспособностью узлов. Так же КЦУ широко используется в вычислительной технике.

Б 18.1 Умножители частоты. Принципы работы. Основные технические характеристики.

1.Умножитель частоты, электронное (реже электромагнитное) устройство, предназначенное для увеличения в целое число раз частоты подводимых к нему периодических электрических колебаний. Отношение fвых/fвх (fвх и fвых – частоты колебаний соответственно на входе и вы­ходе У. ч.) называется коэффициента умножения частоты m (m может достигать нескольких десятков). Характерная особенность У. ч. – посто­янство t при изменении (в некоторой конеч­ной области) fвх, а также параметров У. ч. (например, резонансных частот колебательных контуров или резонаторов, входящих в состав У. ч.). Отсюда следует, что если fвх по каким-либо причинам полу­чила приращение fвх (достаточно малое), то приращение fвых частоты fвых таково, что fвх/fвх = fвых/fвых, т. е. относительная нестабильность частоты колебаний при ум­ножении остаётся неизменной. Это важное свойство У. ч. позволяет использовать их для повышения частоты стабильных колебаний (обычно получаемых от кварцевого задающего генератора) в различных радиопередающих, радио­локационных, измерительных и др. установках.

  Наиболее распространены У. ч., состоящие из нелинейного устройства (например, транзистора, варактора, или варикапа, катушки с ферритовым сердечником; электронной лампы) и электрического фильтра (одного или нескольких). Нелинейное устройство изменяет форму входных колебаний, вследствие чего в спектре колебаний на его выходе появляются составляющие с частотами, кратными fвх. Эти сложные колебания поступают на вход фильтра, который выделяет составляющую с заданной частотой mfвх, подавляя (не пропуская) остальные. Поскольку такое подавление в реальных фильтрах не является полным, на выходе У. ч. остаются нежелательные (так называем. побочные) составляющие, т. е. гармоники с номерами, отличными от m. Задача облегчается, если нелинейное устройство порождает практически только m-ю гармонику fвх, – в этом случае иногда обходятся без фильтра (известны подобные У. ч. на туннельных диодах и специальных электроннолучевых приборах). При m > 5 бывает энергетически выгоднее использовать многокаскадные У. ч. (в них выходные колебания одного каскада служат входными для другого).

Основная проблема при создании У. ч. – уменьшение фазовой нестабильности выходных колебаний (обусловленной случайным характером изменения их фазы), приводящей к увеличению относительной нестабильности частоты на выходе по сравнению с соответствующей величиной на входе.

Осн хар-ки: коэфф. умножения частоты, коэф. гармоник, нестабильность частоты, кпд, (чем больше коэф умножения тем меньше кпд)…

Б18.2 Прямое и обратное Z–преобразование и его свойства

Прямое Z-преобразование X(z) последовательности x(nT) определяется формулой:

Функцию X(z) называют Z-образом последовательности x(nT).Преобразование имеет смысл для тех значений комплексной переменной Z , при которых ряд (2.1) сходится. С помощью Z-преобразования весьма удобно записывать различные формы выражений для передаточных функций и тем самым получать различные формы реализации цифровых фильтров. Кроме того Z-преобразование является основным способом расчёта выходных сигналов дискретных и цифровых фильтров при сложных входных воздействиях.

Обратное z-преобразование

Способ обратного перехода называется обратным z-преобразованием и формально определяется соотношением:

В правой части этого равенства стоит контурный интеграл в z-плоскости по любому замкнутому контуру в области сходимости, охватывающему начало координат. Например, контуром инте­грирования может быть окружность радиуса С1>R1 где R1 - радиус сходимости z-преобразования (т. е. мы предполагаем, что последовательность х(n) физически реализуема).

Обратное z-преобразование можно найти несколькими спо­собами:

1.Прямым вычислением интеграла с использованием теоремы о вычетах.

2. Разложением X(z) на простые дроби.

3. Обычным делением числителя X(z) на его знаменатель.

4. Разложением в степенной ряд.

Основные свойства Z-преобразования

Пусть x1(nT), x2(nT), x3(nT) – последовательности; X1(z), X2(z), X3(z) – образы этих последовательностей; c1 , c2 – константы.