3.3. Стабилизирующие импульсные ивэп

Хотя импульсные источники питания предложены как техническое решение уже давно, они не находили признания и широкого при­менения вплоть до середины 1970-х годов. Импульсные источники питания имеют много преимуществ перед линейными стабилизаторами. У них более высокий КПД и меньшие габариты, чем у линейных стабилизаторов с такими же параметрами, однако их сложнее про­ектировать, и они создают больше электромагнитных помех. Вначале импульсные источники использовались для питания аппаратуры специального назначения (авиация, космос и т.п.). Впоследствии эта технология распространилась на другие области, в том числе на вычислительную технику.

Для понимания преимуществ импульсного метода регулирования рассмотрим простейший импульсный регулятор (ИР) среднего значения напряжения, представляющий собой идеальный ключ S коммутирующий напряжение U_вх на активную нагрузку (рис. 3.9,а). Если

а)

б)

Рис. 3.9

коммутация имеет периодический характер (рис.3.9,б) среднее за период значение напряжения на нагрузке прямо пропорционально длительности открытого состояния ключа

U_но=Ut_и/T.

На интервале открытого состояния ключа через него протекает ток, но напряжение равно нулю и потери в ключе нулевые. На интервале когда ключ закрыт, к нему приложено входное напряжение, но тока нет, и потери отсутствуют. Таким образом, импульсное регулирование не сопровождается потерями энергии в регулирующем элементе.

Реальные ключи, конечно, не обладают нулевым сопротивлением в открытом состоянии и нулевым током утечки. Кроме того, они имеют конечное время переключения. Все это приводит к потерям энергии, но они все равно намного меньше, чем в линейных регуляторах.

Выходное напряжение реальных импульсных регуляторов постоянного напряжения должно быть не только постоянным, но и сглаженным, поэтому кроме ключей в них должен быть сглаживающий фильтр. Существует несколько схем ИР. На рис. 3.10,а приведена схема понижающего ИР.

а)

б)

Рис. 3.10

Работу схемы в установившемся режиме при идеально сглаженном выходном напряжении рассмотрим с помощью временных диаграмм (рис. 3.10,б). Роль ключа выполняет полевой транзистор, на затвор которого от схемы управления (СУ) подаются отпирающие импульсы. На интервале существования импульса управления t₁-t₀, транзистор VT1 насыщен, напряжение сток−исток близко к нулю, на вход LC-фильтра подается входное напряжение, а диод VD1 закрыт. Ток дросселя линейно нарастает. В момент t₁ управляющий импульс заканчивается и транзистор закрывается. Ток дросселя переходит в диод, отдавая в нагрузку запасенную энергию, а напряжение на входе фильтра уменьшается практически до нуля. В момент t₂ транзистор снова открывается и процессы повторяются.

Наиболее часто импульсное регулирование происходит в режиме широтно−импульсной модуляции, когда интервал t₂-t₀=Т является постоянной величиной (периодом), а интервал t₁-t₀= t_и изменяется (модулируется). Найдем зависимость напряжения на нагрузке U_н от t_и пренебрегая падением напряжения на транзисторе, диоде и активном сопротивлении дросселя. В установившемся режиме среднее за период значение напряжения дросселя должно быть равно нулю. Это означает, что заштрихованные на рис. 3.10,б площади положительной и отрицательной полуволн напряжения дросселя должны быть равны. Амплитуда положительной полуволны равна U_вх- U_н а отрицательной − U_н. Приравняем площади полуволн

(U_вх- U_н) t_и= U_н(Т- t_и),

и решив уравнение относительно U_н получим искомую зависимость, называемую регулировочной характеристикой

U_н = U_вх t_и/ Т= U_вхк_з.

Поскольку коэффициент заполнения к_з может изменяться от 0 до 1, напряжение на нагрузке можно регулировать от 0 до U_вх и становится понятно, почему этот регулятор называется понижающим. Амплитуда напряжения на транзисторе и на диоде в этой схеме равна входному напряжению.

На рис. 3.11,а приведена схема повышающего ИР а на рис. 3.11,б временные диаграммы установившегося режима для этой схемы в режиме широтно−импульсной модуляции.

а)

б)

Рис. 3.11

На интервале t₁-t₀=t_и система управления поддерживает транзистор VT1 в насыщенном состоянии, диод VD1 закрыт напряжением нагрузки, ток дросселя нарастает. В момент t₁ отпирающий импульс заканчивается, транзистор закрывается, ток дросселя переходит в открывшийся диод VD1 и начинает уменьшаться. В момент t₂ транзистор снова открывается и процессы повторяются.

Используя ранее описанную методику, найдем регулировочную характеристику повышающего ИР. На интервале t_и напряжение дросселя равно входному. На интервале Т- t_и к дросселю прикладывается разность напряжения на нагрузке и входного. Приравняем площади полуволн напряжения дросселя

U_вх t_и= (U_н - U_вх) (Т- t_и)

и решив уравнение, получим искомую характеристику

U_н= U_вх/(1-к_з).

Из полученного выражения видно, что выходное напряжение всегда больше входного, что объясняет происхождение названия этого ИР. Амплитуда напряжения на транзисторе и на диоде в этой схеме равна выходному напряжению.

Если к_з будет стремиться к 1, то выходное напряжение будет возрастать и стремиться к бесконечности. Для ограничения роста напряжения на элементах схемы и предотвращения снижения КПД преобразования к_з в этой схеме искусственно ограничивают сверху на уровне 0,7−0,75.

Еще одной распространенной схемой ИР является инвертирующий регулятор (рис. 3.12,а). Временные диаграммы для этой схемы приведены на рис. 3.12,б.

а)

б)

Рис. 3.12

Направление включения диода VD1 в этой схеме таково, что полярность напряжения на нагрузке, относительно общей со входным источником точки, может быть только отрицательной.

На интервале открытого состояния транзистора VT1 диод VD1 закрыт, ток в дросселе возрастает. После запирания транзистора открывается диод, накопленная в дросселе энергия отдается в нагрузку, при этом ток в дросселе уменьшается.

Амплитуда положительной полуволны напряжения на дросселе равняется входному напряжению, а отрицательной − выходному. Уравнение равенства площадей полуволн −

U_вх t_и= U_н (Т- t_и).

Регулировочная характеристика

U_н= U_вх к_з/(1-К_з).

При этом, как было упомянуто выше, по отношению ко входному напряжению выходное напряжение отрицательно.

Абсолютное значение напряжения на нагрузке может быть как меньше, так и больше входного. Как и в повышающем ИР, напряжение на нагрузке стремится возрасти до бесконечности при к_з=1, поэтому коэффициент заполнения в этом преобразователе тоже ограничивают. Амплитуда напряжения на транзисторе и на диоде в инвертирующем преобразователе равняется сумме входного и выходного напряжения.

Проведенный анализ трех схем ИР показывает, что импульсное регулирование напряжения позволяет не только экономить энергию, но и увеличивать напряжение на выходе по сравнению со входным и даже инвертировать его, что принципиально невозможно при использовании аналоговых методов регулирования.

Для уменьшения габаритов элементов сглаживающего LC−фильтра, а также для снижения инерционности регулятора частоту преобразования целесообразно увеличивать. Сдерживающим фактором здесь является снижение КПД, вследствие увеличения потерь при переключении транзистора и диода. В зависимости от мощности преобразователя компромиссная частота на нынешнем этапе может находиться в диапазоне от нескольких десятков килогерц (при мощности в сотни киловатт) до нескольких мегагерц (в устройствах мощностью единицы ватт). Для регулирования сверхнизких напряжений в ИР вместо диодов используют полевые транзисторы, управляемые в противофазе с регулирующими транзисторами. Это позволяет повысить КПД преобразователя.

Графики регулировочных характеристик всех трех схем в относительных единицах изображены на рис.3.13.

Рис. 3.13

Для построения стабилизирующего импульсного преобразователя необходимо охватить ИР отрицательной обратной связью. В контуре обратной связи должен присутствовать узел, называемый широтно-импульсным модулятором. Функциональная схема модулятора и временные диаграммы, поясняющие принцип его действия приведены на рис. 3.14.

а) б)

Рис. 3.14

Назначение модулятора состоит в преобразовании подаваемой на его вход усиленной ошибки регулирования u_вх в длительность импульсов управления транзистором регулятора t_и при постоянной их частоте. Частоту задает тактовый генератор (ТГ) запускающий генератор пилообразного напряжения (ГПН) и устанавливающий в единицу RS-триггер. Напряжение ГПН поступает на неинвертирующий вход компаратора DA1, и когда оно становится равным u_вх компаратор высоким уровнем выходного напряжения сбрасывает триггер в ноль. Таким образом, длительность импульса на выходе широтно-импульсного модулятора является функцией мгновенного значения входного напряжения в момент сравнения, то есть в момент окончания управляющего импульса. Чем меньше входное напряжение тем меньше длительность импульса (рис. 3.14,б). В импульсных стабилизаторах входным напряжением является напряжение ошибки регулирования. В теории импульсного регулирования такая модуляция получила название широтно-импульсной модуляции второго рода (ШИМ−2).

Если требуемая мощность не превышает нескольких десятков Ватт, то стабилизирующий импульсный преобразователь можно создать, используя интегрированные устройства, содержащие как элементы силовой части (регулирующий транзистор) так и схему управления. Внешними элементами в этом случае будут диод, дроссель, конденсатор фильтра, делитель выходного напряжения необходимый для установления требуемого напряжения и (не всегда) токоизмерительный резистор для защиты стабилизатора от перегрузок по току. Примером такого рода устройств может служить микросхема ADP3031, выпускаемая фирмой ANALOG DEVICES в восьмивыводном корпусе. Она позволяет создать импульсный стабилизатор напряжения, у которого выходное напряжение больше входного. Устройство используется в схемах управления жидкокристаллическим дисплеем для получения напряжения +5В из +3,3В. Схема его включения приведена на рис. 3.15.

Внутренними элементами микросхемы являются силовой полевой транзистор, подключенный стоком к выводу 6, токоизмерительный резистор в цепи истока с усилителем токового сигнала (CARENT SENSE AMPLIFIER), источник опорного напряжения (REF), усилитель ошибки (ERROR AMP.), тактовый генератор (OSC.), генератор пилообразного напряжения (RAMP GEN.), компаратор (COMPARATOR) и триггер (F/F).

Рис. 3.15

Внешними элементами стабилизатора являются дроссель L1, конденсатор фильтра C_out, диод D1, частотозадающий резистор R_T для задания частоты ШИМ, делитель выходного напряжения R1,R2 для его установки. Максимальная частота преобразования достигает 2 МГц. Разработчику требуется выбрать и задать частоту преобразования, определить параметры элементов фильтра и рассчитать делитель, для получения требуемого выходного напряжения исходя из равенства напряжения на выводе 2 и внутреннего опорного напряжения.

Выпускаются также микросхемы с понижающим и инвертирующим ИР. Такие устройства очень удобны для построения распределенных систем питания, например на материнских платах персональных компьютеров.

Когда в качестве первичного источника энергии используется сеть переменного тока, рассмотренные ИР неприменимы, так как они не обеспечивают гальванической развязки между сетью и выходной цепью. Такую развязку могут создать только преобразователи с трансформаторами. Функциональная схема преобразователя с развязывающим трансформатором представлена на рис. 3.16.

Рис. 3.16

В состав преобразователя входят: сетевой выпрямитель В1, входной фильтр Ф1, инвертор И, трансформатор Т1, выходной трансформатор В2, выходной фильтр Ф2. Ключевым элементом является инвертор, преобразующий постоянное напряжение в высокочастотное переменное. Различают однотактные и двухтактные инверторы. Главное отличие состоит в режиме работы трансформатора. В преобразователях с однотактным инвертором трансформатор работает в несимметричном режиме, а с двухтактным − в симметричном. Повышение рабочей частоты трансформатора дает очень полезный эффект снижения его габаритов и массы. Объясняется это тем, что частота, наряду с плотностью тока в обмотках и амплитудой индукции в магнитопроводе, является параметром электромагнитной нагрузки трансформатора. Увеличение частоты эквивалентно увеличению плотности тока или индукции. Однако резервы увеличения плотности тока и индукции уже исчерпаны, а частоты − нет.

В сетевых стабилизирующих источниках питания средств вычислительной техники широко распространены преобразователи с однотактным инвертором получивших название преобразователя с обратным включением диода. Мощность таких преобразователей, как правило, ограничена сверху уровнем 150−200 Вт, т.е. эти устройства занимают нишу малых и средних мощностей. Достоинством этих преобразователей является их простота и минимальное количество нестандартных элементов. Для таких преобразователей выпускается большое число микросхем управления, позволяющих легко и быстро осуществить разработку источника.

Схема силовой части преобразователя с обратным включением

диода без входного выпрямителя и фильтра, работа которых рассмотрена выше, приведена на рис. 3.17,а. Обмотки трансформатора Т1 включены так, что открытому состоянию транзистора VT1 соответствует закрытое состояние диода VD1. Трансформатор этой схемы выполняет роль индуктивного накопителя энергии для последующей передачи ее в цепь нагрузки. Он также осуществляет гальваническую развязку цепи нагрузки от первичного источника.

а б

Рис. 3.17

Рассмотрим процессы в преобразователе постоянного напряжения с обратным включением диода (рис 3.17,б). Энергия накапливается в магнитопроводе трансформатора на интервале открытого состояния транзистора (t₁−t₀). Ток транзистора и первичной обмотки трансформатора на этом интервале линейно возрастает. После выключения транзистора напряжение на обмотках трансформатора меняет знак, открывается диод VD1, и накопленная энергия передается в конденсатор фильтра и далее в нагрузку. При этом ток в цепи вторичной обмотки и диода уменьшается по линейному закону, поскольку емкость фильтра выбирается достаточно большой для эффективного сглаживания пульсаций выходного напряжения. Напряжение на транзисторе на интервале (t₂−t₁) равно

U_вх+U_н ,

где U_н − приведенное к первичной обмотке напряжение на нагрузке (отраженное напряжение). Обычно в установившемся режиме спад тока до нуля происходит до очередного отпирания транзистора, что соответствует режиму прерывистого тока. После спада тока диод закрывается, напряжение на транзисторе уменьшается до входного напряжения U_вх. Надо отметить, что в действительности нет идеальной связи между обмотками трансформатора, а каждая из них имеет еще и паразитную емкость. По этим причинам все процессы включения и выключения полупроводниковых приборов сопровождаются выбросами перенапряжений на элементах схемы, соизмеримых с напряжениями на входе и выходе преобразователя. Для борьбы с ними применяются специальные демпфирующие RC-цепи и элементы, ограничивающие напряжение, например полупроводниковые ограничители напряжения.

Синтез силовой части преобразователя сводится к определению параметров трансформатора и выбору транзистора и диода. Для трансформатора определяющими для обеспечения требуемого режима работы являются индуктивность первичной обмотки и коэффициент трансформации.

Исходными данными для расчета являются: мощность нагрузки, входное напряжение, напряжение на нагрузке. Частоту преобразования выбирают как компромисс между стремлением минимизировать габариты и возможностями полупроводниковых приборов и магнитных материалов с учетом преобразуемой мощности. Хорошим показателем на данном этапе при мощности 10−20 Вт можно считать частоту 200−300 кГц.

Требуемую индуктивность первичной обмотки L1 в режиме прерывистого тока можно найти, решив совместно два уравнения:

L₁ (I_m)²f/2=P_н.max/;

L₁=t_и.maxU_вх.min/I_m,

где f − частота преобразования; P_н.max− максимальная мощность, потребляемая нагрузкой; U_вх.min–минимальное входное напряжение; − КПД преобразователя; t_и.max – максимальная длительность отпирающих импульсов. Первое уравнение описывает баланс мощности, а второе записано на основании закона электромагнитной индукции.

Значение t_и.max определяет выбранная микросхема управления. Для гарантированной работы в режиме прерывистого тока относительную длительность открытого состояния транзистора ограничивают уровнем 0,5−0,6. КПД преобразователя предварительно придется задаться, ориентируясь на опыт предыдущих разработок. Значением близким к реальному для большей части рассматриваемых преобразователей является КПД 0,7−0,8. Исключив из уравнений ток, найдем требуемую индуктивность первичной обмотки как один из параметров трансформатора, необходимый для его расчета

L₁= (t²_и.maxU²_вх.minf)/2P_н.max.

Найдя затем ток

I_m =2P_н.max/t_и.maxU_вх.min f,

получаем возможность обоснованного выбора транзистора VT1 и диодаVD1.

Вторым необходимым параметром является соотношение числа витков первичной и вторичной обмоток. Его можно найти из условия отдачи нагрузке в интервале проводимости диода всей накопленной в предыдущем интервале энергии:

L₂= U_н (1/ f -t_и.max)/ I_m ,

где L₂ – индуктивность вторичной обмотки; I_m – амплитуда тока первичной обмотки, приведенная ко вторичной; U_н – напряжение на нагрузке.

С учетом выражения для приведения токов и того, что индуктивность магнитно-связанных обмоток пропорциональна квадрату числа витков, необходимый коэффициент трансформации трансформатора преобразователя

n = w₂/w₁= U_н (1/ f -t_и.max)/ (I_mL₁).

Не рассматривая подробно вопросы расчета и конструирования трансформатора однотактного преобразователя, являющиеся самостоятельной темой, упомянем о некоторых его особенностях. В качестве сердечника необходимо использовать высокочастотные материалы с низкой магнитной проницаемостью. Без каких-либо доработок для этих целей используют кольцевые сердечники из так называемого мо-пермаллоя. Сам мо-пермаллой представляет собой мелкий порошок пермаллоя, прессованный вместе с немагнитной связкой, выполняющей роль распределенного зазора. Такая технология позволяет получать сердечники с магнитной проницаемостью 100−300 единиц. Другим материалом, часто используемым в этих целях, является феррит. Для уменьшения магнитной проницаемости феррита с нескольких тысяч до сотен единиц в сердечнике выполняется немагнитный зазор. Если сердечник разъемный, зазор выполняется с помощью прокладки между двумя частями сердечника. В неразъемном сердечнике, например кольцевом, зазор необходимой ширины выпиливают в радиальном направлении специальным алмазным инструментом. В последнее время появились и стали распространяться относительно новые материалы для подобных трансформаторов – нанокристаллические сплавы, представляющие собой практически аморфные составы. Они характеризуются сверхмалыми потерями на перемагничивание, но пока не могут конкурировать с ферритами по цене. Кроме того, механическая обработка готовых изделий из таких сплавов технологически гораздо сложнее обработки ферритовых изделий.

Управление преобразователем осуществляется с помощью специализированной микросхемы ШИМ-контроллера с двухконтурной

схемой регулирования. Упрощенная схема такого контроллера приведена на рис. 3.18.

Рис. 3.18

В состав ШИМ−контроллера входят: источник опорного напряжения (ИОН), монитор питания (МП), задающий тактовый генератор (ЗГ), усилитель ошибки (УО), токовый компаратор (ТК), управляющая логика (УЛ) и драйвер силового транзистора преобразователя (Д). Остановимся подробнее на тех узлах, назначение которых не вполне очевидно. Монитор питания разрешает работу контроллера только в том случае, если напряжение питания превышает некоторое критическое значение (обычно не менее 8−10 В с гистерезисом 0,5−0,7 В). Это необходимо для обеспечения нормальной работы силового транзистора в ключевом режиме. Усилитель ошибки имеет разомкнутую петлю обратной связи, что позволяет изменять усиление в контуре напряжения и осуществлять частотную коррекцию. Входом контура напряжения, на который подается сигнал обратной связи по напряжению, является инвертирующий вход усилителя. Выход усилителя соединен с одним из входов компаратора тока. Другой вход компаратора является входом контура тока. Токовый сигнал можно снять, например, с резистора, включенного в истоковую цепь силового транзистора. Когда ток чрезмерно велик, применяют токоизмерительный трансформатор. Тогда сигнал обратной связи будет задавать необходимую для поддержания требуемого выходного напряжения амплитуду тока в его первичной обмотке. Стабилитрон VD ограничивает этот ток, что позволяет защитить преобразователь от перегрузок, например, при коротких замыканиях в нагрузке. Драйвер Д является импульсным усилителем мощности, способным развить токи, достаточные для быстрого отпирания и запирания силового транзистора.

Питание ШИМ-контроллера можно организовать двумя способами. Если входное напряжение не превышает 25−30 В, то вход питания можно постоянно подключить к первичному источнику через токоограничительный резистор. Если напряжение на входе больше, то запуск и питание ШИМ-контроллера происходит следующим образом. Первоначально питание от первичного источника U_вх подается на вход микросхемы через ограничивающий резистор R с большим сопротивлением (рис. 3.19).

Пока напряжение на входе питания не превысит порог включения, контроллер практически не потребляет энергии и весь ток резистора идет на заряд конденсатора С. После включения контроллера в работу ток потребления возрастает и конденсатор С начинает разряжаться. Но одновременно начинается поступление энергии из вспомо-

гательной обмотки трансформатора Т преобразователя через диод,

Рис. 3.19

и конденсатор С снова заряжается. После этого преобразователь начинает питать себя сам. Такой режим питания получил название “режим самоподпитки”. В таком режиме потери в ограничивающем резисторе значительно меньше, чем при непосредственном питании.

Существует два способа введения сигнала обратной связи в контур напряжения для стабилизации выходного напряжения. Основная решаемая при этом задача – гальваническая развязка выхода преобразователя от ШИМ-контроллера. В первом способе сигнал обратной связи берется с дополнительной обмотки силового трансформатора (той, которая используется для питания контроллера), выпрямляется, сглаживается и вводится в контур регулирования напряжения. Из-за неидеальной магнитной связи между вторичной и вспомогательной обмотками стабильность выходного напряжения будет на уровне 5−8 %. Если это не удовлетворяет требования потребителя, то применяют более сложную, дорогую, но обеспечивающую лучшую стабильность схему с оптической развязкой. Элементами этой схемы являются управляемый стабилитрон и транзисторный оптрон (рис. 3.20). Управляемый стабилитрон (на самом деле это довольно сложная схема, содержащая операционный усилитель и источник опорного напряжения) стремится поддержать неизменным напряжение в точке соединения резисторов R1 и R2. Если это напряжение вслед за выходным напряжением преобразователя изменилось, например возросло, то ток стабилитрона и ток светодиода оптрона также увеличится, а

сопротивление транзистора оптрона уменьшится. Напряжение на вхо-

Рис. 3.20

де контура напряжения увеличится, а напряжение ошибки уменьшится, что приведет к уменьшению амплитуды тока в обмотке трансформатора и напряжения на выходе преобразователя. Стабильность такой схемы обратной связи находится на уровне 1−2% и определяется в основном стабильностью источника опорного напряжения, находящегося в управляемом стабилитроне.