5.2Расчет переходных искажений при ам

Переходные искажения. Этот вид искажений связан с недостаточной селективностью разделительных полосных фильтров и разносом частот поднесущих, в результате чего возникают помехи по соседнему каналу.

Рассмотрим простейший случай, когда по трем соседним каналам передаются немодулированные поднесущие:

,

где совпадают с резонансными частотами соответствующих разделительных фильтров (рис. 1.6).

Для простоты выводов положим, что . Как видно из рисунка, если бы АЧХ полосовых фильтров были идеальны (показано пунктиром), то влияния канала на канал не было бы. В общем случае соседние каналы влияют друг на друга. Рассмотрим влияние (i+1)-го канала на i-й канал. Обозначим через – коэффициент передачи i-го полосового фильтра на частоте . Тогда напряжение на выходе i-го полосового фильтра будет . (1.36)

Следовательно, на сигнал i-го канала будет наложена помеха .

Взаимодействие сигнала и помехи изображено на рис. 1.7.

Рис. 1.6. АЧХ полосовых фильтров Рис. 1.7. Векторная диаграмма

Определим результирующее напряжение из векторной диаграммы:

Откуда

. (1.37)

Как видно из векторной диаграммы, будет искажаться и фаза сигнала на выходе i-го полосового фильтра:

.

Учитывая, что , то

. (1.38)

Влияние паразитного изменения амплитуды и фазы на полезный сигнал будет зависеть от вида применяемой модуляции, т.е. от того, что является информационным параметром. Определим ошибку от помех по соседнему каналу при амплитудной, частотной и фазовой модуляции.

Амплитудная модуляция. Амплитудный детектор выделяет огибающую входного сигнала, определяемого выражением (1.36). Представив амплитуду этого напряжения в виде выражения

,

разложим его по биному Ньютона и получим

(1.39)

Учитывая, что , и учитывая все члены не выше второй степени, получим

.

Следовательно, переходная помеха по соседнему каналу искажает постоянную составляющую на величину относительной ошибки:

, (1.40)

и создает переменные составляющие на частотах и составит величину

(1.41)

где – коэффициент передачи выходного фильтра нижних частот на разностной частоте .

Если крутизна спада характеристики ФНЧ достаточно большая и частота среза , то ошибками на частоте и тем более на частоте 2 можно пренебречь. Здесь – коэффициент глубины АМ.

5.3 Модуляторы однополосного сигнала (рис. 5.13; 5.14).

Фильтровый метод получения ОАМ-сигнала. Для систем передачи одной боковой полосы нужны модуляторы, в спектре выходного сигнала которых отсутствует составляющая несущей частоты. Такие модуляторы называют балансными.

Несущее высокочастотное колебание с частотой ω₁ подается на затворы транзисторов VT1 и VT2 синфазно, а модулирующее напряжение с частотой -противофазно. Нагрузкой является колебательный контур, который включен между стоками транзисторов. Катушка индуктивности имеет вывод от средней точки, соединенный с источником стокового питания. При отсутствии модулирующего напряжения С(t) и симметрии балансного модулятора потенциалы стоков одинаковы и ток через С3 равен нулю. Таким образом, при отсутствии С(t) схема сбалансирована и колебаний с частотой ω₁ на выходе нет. При подаче С(t) баланс схемы нарушается. Один из транзисторов, на затвор которого в данный момент подается положительная полуволна модулирующего сигнала, посылает в контур больший по амплитуде ток первой гармоники, другой – меньший. Между стоками транзисторов возникает разностное напряжение, а в контуре – колебательный ток. На выходе схемы балансного модулятора получается АМ-сигнал без несущего колебания, так как направления токов стоков транзистора противоположны. К полученному результату можно прийти налитически. Для этого представим контурные токи i₁ и i₂ от полевых транзисторов VT1 и VT2 в ледующем виде: (5.17)

Разные знаки в скобках выражения (5.17) означают противофазность модулирующих напряжений на левом и правом транзисторах. Результирующий ток в контуре равен разности токов обоих транзисторов: (5.18)Огибающая результирующего тока, равная 2mI₀соst, изменяется с частотой 2, а частота заполнения огибающей равна частоте w₁, причем каждые пол периода модуляции фаза колебания изменяется на 180⁰. Согласно выражению (5.18) напряжение на контуре является суммой боковых частот ω₁- и ω₁+ без несущей частоты ω₁, а балансный модулятор выполняет функцию перемножения двух колебаний. Сигнал с выхода балансного модулятора поступает на вход полосового фильтра, который пропускает на выход только верхнюю или нижнюю боковую составляющую.

Такой метод получения ОАМ называют фильтровым.

- Фазовый метод получения ОАМ-сигнала. Пусть требуется получить на выходе сигнал нижней боковой полосы, т.е.: Запишем выражение в виде .

Оно представляет собой результат сложения колебаний, получающихся на выходе двух перемножителей, в качестве которых могут быть использованы балансные модуляторы. На входы одного балансного модулятора подают несущее колебание и модулирующий сигнал, на входы другого – те же сигналы, сдвинутые по фазе на 90⁰ (с помощью фазовращателя).

Так как выходные напряжения каждого перемножителя пропорциональны произведению входных сигналов, то на выходе сумматора получим

,

где к – постоянный коэффициент.

Для формирования сигнала верхней боковой полосы в схеме, представленной на рисунке 5.14, достаточно изменить фазу несущего колебания на входе БМ1 или БМ2 на 180⁰, так как

.