6.2.2. Термокомпенсація

Введення термокомпенсуючого елемента вимагає проведення попередніх досліджень температурного дрейфу нуля даної електричної схеми. При цьому необхідно визначити оптимальну точку схеми, до якої необхідно ввести елемент із заданими температурними характеристиками.

Недолік даного методу полягає в тому, що елемент термокомпенсації ефективно виконує свою функцію лише в певному температурному діапазоні, за межами якого термокомпенсуючий елемент погіршує характеристики підсилювача.

6.2.3. Введення загального від’ємного оберненого зв’язку

Введення загального від’ємного ОЗ для зниження дрейфу нуля зменшує загальний коефіцієнт підсилення, а отже, для забезпечення заданої величини коефіцієнта підсилення необхідно збільшувати кількість каскадів. Другий недолік полягає в тому, що глибокий ОЗ може призвести до втрати стійкості підсилювача і переходу його в автоколивальний режим. Тому даний метод застосовується лише в окремих випадках.

6.2.4. Диференційні (різницеві) схеми

Ефективним схемотехнічним способом зниження дрейфу нуля ППС з гальванічним зв’язком є використання диференційних (різницевих) схем.

Рис. 92. Диференційна (різницева) схема підсилювача

Специфічною особливістю даної схеми є наявність двох вхідних та вихідних клем. Для того, щоб даний підсилювач можна було назвати диференційним (різницевим), необхідно виконати такі умови:

1. R_К1 = R_К2.

2. Усі параметри VT1 дорівнюють усім параметрам VT2.

Для полегшення виконання цієї умови транзистори формують в одному кристалі й розміщують в одному корпусі.

3. R_е разом із джерелом від’ємної напруги повинні утворити джерело струму, величина сили струму якого позначена через І₀.

Розглянемо випадки:

а) U_вх1 = U_вх2 = 0

Тоді

і .

Виразивши спад напруги на колекторному резисторі через І₀, отримаємо:

; .

Оскільки R_К1 і R_К2 рівні, то при U_вх1=U_вх2=0 отримаємо різницю напруг між входами 1 та 2:

∆U_вих = U_вих2 – U_вих1 = 0.

б) U _вх1  U _вх2, U _вх1 > 0, U _вх2 < 0

; ;

I_к1 + І_к2  І₀.

Дана рівність наближена тому, що не враховано І_б.

Тепер різниця вихідних напруг дорівнюватиме:

∆U_вих = U _вих2 – U _вих1 = (I_к1 – І_к2)∙R_к.

На часовій діаграмі при зміні вхідних сигналів це має такий вигляд:

Рис. 93. Часова діаграма різниці вихідних напруг при зміні вхідних сигналів

в) U _вх1 = U _вх2 > 0

Для ідеального диференційного підсилювача різниця напруг між вихідними клемами при поданні синфазного сигналу залишиться такою, що дорівнює нулеві. У випадку ж реального диференційного підсилювача вказана різниця напруг буде відмінна від нуля.

Для кількісної оцінки диференційного підсилювача за коефіцієнтом підсилення синфазного та диференційного (парафазного) сигналів користуються поняттям коефіцієнта підсилення для одного й іншого випадку. Величини коефіцієнтів підсилення диференційного та синфазного сигналів із достатньою точністю описується формулами:

– коефіцієнт підсилення диференційного сигналу;

– коефіцієнт підсилення синфазного сигналу.

Стійкість диференційних підсилювачів (ДП) до синфазних завад оцінюється відношенням:

.

R_е виконує роль резистора оберненого зв’язку одночасно для лівого і правого плеча ДП. Щоб забезпечити глибину ОЗ, наприклад на рівні А 80дБ, опір емітерного резистора повинен становити не менше 200 кОм. Для транзисторів малої потужності колекторний струм номінальної величини складає І_к~2мА, отже, струм джерела струму І₀=4мА, тоді спад напруги на R_e:

.

Забезпечення таких високих напруг пов’язане з певними технічними труднощами. До того ж, під’єднання схеми з відносно низькими робочими напругами до високовольтного джерела вимагає додаткових заходів безпеки. У зв’язку з цим як елемент ОЗ використовують пристрій, що володіє малим статичним, але високим динамічним опором. Схема зі спільною базою має властивості, що забезпечують високий динамічний вихідний опір при відносно малій величині напруги U_ке, тобто величина статичного опору даної схеми відносно мала.

У схемі (рис.94, а) як емітерний резистор R_е використовують транзистор VT5, ввімкнений за схемою зі спільною базою, та резистор R₂. Струм колектора транзистора VT5 задається напругою стабілізації стабілітрона VT6 та спадом напруги на резисторі R₆. У привідкритого VT5 напруга U_ке~3В. При даних номіналах схеми і величині колекторного струму VT5 І₀ = 4 мА спад напруги на еквівалентному резисторі буде таким:

.

Величина ж динамічного вихідного опору VT5 складає одиниці мегаомів.

Схема (рис. 94, а) містить вхідний диференційний каскад (VT1, VT2), каскад переходу від диференційної схеми (схеми з двома виходами) до звичайної однофазної схеми (транзистори VT3, VT4) та параметричний стабілізатор, який містить баластний резистор R₅, стабілітрон VT6 та резистор R₆.

За допомогою R₆ коригується величина стабілізованої напруги. Введення резистора R₆ дещо погіршує коефіцієнт стабілізації, оскільки цей елемент має рівні за величиною динамічний та статичний опори. Як стабілітрон використано транзистор VT6, ввімкнений за однією з п’яти можливих діодних схем (рис. 94, б).

З технологічного погляду, більш виправданим є формування транзисторної, ніж діодної структури, при цьому простіше забезпечити задані параметри стабілітрона. У залежності від того, які електроди транзистора використовуються як робочі, ми отримаємо різні напруги пробою, а отже, різні напруги стабілізації.

Рис. 94. Вхідні кола інтегрального диференційного підсилювача (а), п’ять схем ввімкнення біполярного транзистора як діода (б)

Найвищу напругу стабілізації одержимо при використанні найбільш високоомного переходу база-колектор (випадок II, рис. 94, б).