3.4. Выбор силового транзистора ооп по напряжению и току
Рассмотрим кривые напряжения на диаграмме, показанные на рис. 35. Даже при самом удачном применении перечисленных выше мер для подавления перенапряжения на стоке силового транзистора VT, все равно необходимо ориентироваться на то, что при серийном производстве преобразователей это перенапряжение может достигать значения 10 – 20% от суммарного напряжения питания и приведенного к первичной обмотке выходного напряжения [7].
Определим величину напряжения стока транзистора VT, Uст max.
При максимальном напряжении питания, когда действует минимальный коэффициент заполнения импульсов, легко вычислить значение этого коэффициента, используя соотношение
Uвых = Uвх max min/(1-min). (69)
При известных значениях Uвх max и min определим величину напряжения стока транзистора VT , Uст max :
Uст max = Uвх max + U вх max min/(1-min) = Uвх max /(1-min). (70)
Соотношение для минимального и максимального коэффициентов скважности без учета падения напряжения на элементах схемы можно в первом приближении определить по формуле
min=max/[max (1-K')+K')], (71)
где К'=Uвх max/Uвх min – (72)
коэффициент, учитывающий предельное отклонение входного напряжения.
При проектировании преобразователей напряжения вначале обычно задаются значением максимального коэффициента скважности. На практике для преобразователей, работающих от низких входных напряжений, обычно принимают значение max в пределах 0,5<max <0,6. Можно, например, принять значение max =0,6. Тогда минимальный коэффициент скважности, min, при двукратном изменении входного напряжения (К'=2) будет в соответствии с нелинейной регулировочной характеристикой ООП равен 0,428 , т.е. min =0,428.
В этом случае напряжение стока транзистора Ucт max будет в 2,33раза больше максимального значения входного напряжения, т.е.
Uст max=2,33Uвх max.
Таким образом, если бы перенапряжения из-за действия индуктивности рассеяния обмотки трансформатора не было бы, то пришлось бы выбирать транзистор VT на двойное максимальное напряжение питания. Далее, необходимо учесть перенапряжение от игольчатого выброса (10–20 %) и прибавить еще 20–40 % на запас по напряжению для обеспечения необходимой надежности. В результате для ООП с типовым двукратным изменением входного напряжения получаем
Uст max = Кзап(1,1–1,2) •2 Uвх max = (2,7–3,4)Uвх max =
= (3–4)Uвх max . (73)
Выбор транзистора по току для стабилизированного ООП, так же как и для ОПП производится исходя из выходной мощности ООП, Рвых , КПД и входного напряжения Uвх при этом скос амплитуды кривой тока пока не учитываем.
Средний за период ток стока транзистора Iст1=Pвых/(ηUвх min). Импульсный ток получается делением этого выражения на коэффициент скважности , соответствующий Uвх мин, т.е. на max , например, max = 0,66. Тогда с учетом всплеска тока (Kр = 1,2–1,5) получаем при Uвх мин
Iст max1 = (1,2–1,5)РвыхК'/(ηUвх min max). (74)
При напряжении Uвх= Uвх max можно определить
Iст max2=(1,2–1,5)Рвых К'/(ηUвх max min) . (75)
Максимальное значение тока транзистора Iст max можно оценить в первом приближении, приняв КПД = 0,9 и учтя реальную форму тока, т.е. наличие скоса амплитуды кривой тока. Для учета скоса амплитуды кривой тока введем в формулу для расчета Iст max коэффициент Кр=1,2 и K'=1,22–1,7:
Iст max = 1,2РвыхK'/(ηUвх maxmin). (76)
С таким выбором тока можно смириться, учитывая большую перегрузочную способность МОП - транзисторов по току, а вот мириться с большим коэффициентом превышения напряжения на стоке транзистора в ООП возможно не всегда. Оценим величину напряжения на стоке транзистора в первом приближении. Допустим, что максимальное входное напряжение ООП равно 372 В. Это значение будет иметь выпрямленное напряжение на выходе сетевого выпрямителя, питающего ООП, при напряжении сети переменного тока 220 В и максимальном отклонении этого напряжения +20 %. В этом случае необходимо применять МОП - транзисторы с максимальным напряжением стока 1116 – 1488 В, которые теоретически обладают заметно худшими свойствами по быстродействию и по величине сопротивления канала в прямом направлении по сравнению с низковольтными транзисторами. Но самое главное, таких МОП - транзисторов пока промышленность еще не производит [7].
Радикальным средством уменьшения величины игольчатого выброса напряжения является увеличение мощности R–C шунтирующих цепочек
(R2–C4 и R1–C3 и диода VD2) путем уменьшения величины сопротивления и увеличения емкости. Однако необходимо помнить, что это неизбежно приводит к заметному снижению КПД (от 80 до 75 – 70%), а это совсем ненужное лишнее тепло и перегрузка по мощности входного источника питания. Можно применять сложные методы намотки обмоток трансформатора, направленные на уменьшение индуктивности рассеяния. В результате применения этих схемотехнических и технологических решений удается уменьшить игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора до 2 – 5%.
Это позволит как минимум на 20% уменьшить требования к транзистору по напряжению. В нашем примере напряжение понизится до 893 –1190 В и могут подойти транзисторы с напряжением 900 В, а такие транзисторы с удовлетворительными характеристиками выпускают несколько фирм [7, 12, 13].
Рис. 35. Диаграммы напряжения (а, б) и тока (в) силового транзистора ООП
В том случае, когда требуется существенно снизить напряжение на стоке транзистора можно пойти на уменьшение величины γmax. Для сетевых источников электропитания по схеме ООП часто приходится принимать max=0,4–0,5. В этом случае максимальное напряжение на транзисторе с учетом формул (71) и (72) можно определить по соотношению
Uст max=Uвх max/(1-min)=Кзап(1,02–1,05)1,4Uвх max=(1,7–2)Uвх max.
Здесь можно применять широко распространенные транзисторы на 700 В. Однако следует обратить внимание на то, что работа ООП с меньшими значениями коэффициента скважности приводит к увеличению потерь и снижению КПД.
Возникает вопрос: как же уменьшить паразитный выброс напряжения без снижения КПД, как использовать энергию этого выброса? Решение этого очень важного с энергетической точки зрения вопроса возможно путем существенного усложнения силовой схемы преобразователя.