3.5. Однотактный преобразователь, выполненный по схеме косого полумоста

Схема, которая получила название косой полумост [7], приведена на рис. 36.

В этой схеме энергия паразитных выбросов напряжения рекуперируется в первичный источник питания с помощью диодов VD3 и VD3', что и позволяет сохранить высокий КПД.

Самое главное, эта схема позволяет иметь самое низкое напряжение на стоке силовых транзисторов VT. Оно не превышает напряжение питания U_вх. Конечно, следует помнить, что силовые транзисторы в этой схеме должны открываться и закрываться одновременно.

Схема косого полумоста может также эффективно применяться и для ООП, предназначенных для работы с повышенным входным напряжением питания. Очевидное достоинство этой схемы – отсутствие перенапряжений на транзисторе, что позволяет использовать относительно дешевые силовые транзисторы с невысоким пробивным напряжением. Отметим также и недостаток этой схемы – последовательное включение на пути рабочего тока первичной обмотки W₁ трансформатора Т двух транзисторов. Однако в случае применения низковольтных транзисторов MOSFET, которые, как известно, имеют пониженное сопротивление открытого канала, увеличение потерь мощности на транзисторах оказывается незначительным и не приводит к какому-либо заметному снижению КПД преобразователя.

Рис. 36. Схема косого полумоста на базе ОПП

Отметим различие в загрузке силового транзистора по напряжению.

Максимальное напряжение на силовом транзисторе в схеме ООП

U_{ст max}=(4 –5) U_{вх max}.

Максимальное напряжение на силовом транзисторе U_{ст max} в схеме ОПП

U_{ст max} =(3 – 4)U_{вх max}.

По максимальному току cтока транзистора I_{ст max} = (7–10) P_вых/U_{вх maх} схемы ООП и ОПП практически одинаковы.

Отметим, что схема косого полумоста может быть реализована как в ООП, так и в ОПП [7].

Вопросы для самоконтроля

1. В чем заключается физическая причина появления импульсов перенапряжения на транзисторе?

2. В чем заключается физическая причина появления всплеска тока при включении транзистора?

3. Перечислите способы подавления импульсов перенапряжения на транзисторе.

4. Перечислите способы подавления всплеска тока при включении транзистора.

5. Какая из схем, ООП или ОПП, может быть использована для преобразователей повышенной мощности?

6. Укажите достоинства и недостатки схемы, называемой косой полумост.

7. Какие транзисторы, биполярные или MOSFET, следует применять при разработке ООП и ОПП?

4. Методика расчета трансформаторов для импульсных преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненных по схеме опп

Приведенная ниже процедура расчета позволяет определить параметры трансформаторов, используемых для развязки и передачи энергии во вторичные цепи, т.е. для трансформаторов ОПП. Накопление энергии в этих трансформаторах нежелательно.

4.1. Определение расчетного значения величины магнитной индукции сердечника трансформатора

В качестве первого шага необходимо определить размах колебаний магнитной индукции ∆B в установившемся режиме. Трансформатор должен быть рассчитан на работу при возможно большем значении ∆B, что позволяет иметь меньшее число витков в обмотке, увеличить номинальную мощность и уменьшить индуктивность рассеивания [4]. На практике значения ∆B может ограничиваться либо индукцией насыщения сердечника B_нас, либо потерями в магнитопроводе. Отметим, что в полномостовых, полумостовых и двухполупериодных схемах со средней точкой первичной обмотки трансформатор возбуждается симметрично. При этом значение магнитной индукции изменяется симметрично относительно нуля характеристики намагничивания, что дает возможность иметь теоретически максимальное значение ∆B, равное удвоенному значению индукции насыщения, B_нас. В большинстве однотактных схем, используемых, например, в однотактных преобразователях, магнитная индукция колеблется полностью в пределах первого квадранта характеристики намагничивания от остаточного значения индукции, B_ост, до B_нас, ограничивая теоретический максимум ∆B до значения(B_нас– B_ост). Это означает, что если ∆B не ограничено потерями в магнитопроводе (обычно при рабочей частоте f_р ниже 50 –100 кГц), для однотактных схем требуется трансформатор больших размеров при одной и той же выходной мощности.

В соответствии с законом Фарадея значение ∆B определяется произведением вольт•секунда на первичной обмотке. В установившемся режиме произведение вольт•секунда на первичной обмотке устанавливается на постоянном уровне и равно U_{вх min}t_{и max} или U_{вх max}t_{и min}.

Размах колебаний магнитной индукции, таким образом, также постоянен.

Однако при обычном методе управления рабочим циклом, который используется большинством микросхем для импульсных стабилизаторов, при запуске и во время резкого увеличения тока нагрузки повышение напряжения U_{вх max} может иметь место одновременно с t_{и max}. При этом, в том случае, когда U_{вх max} в два раза больше U_{вх min}, размах индукции ∆B может достигать удвоенного значения от значения в установившемся режиме. Поэтому, чтобы сердечник не насыщался при переходных процессах, установившееся значение ∆B должно быть в два раза меньше теоретического максимума. Однако если в схему управления завести отрицательную обратную связь по входному напряжению, позволяющую контролировать значение произведения вольт•секунда, то максимальное значение этого произведения фиксируется на уровне, немного превышающем установившийся. Это позволяет увеличить значение ∆B и увеличить мощность трансформатора [4].

Значение индукции насыщения, B_нас, для большинства мощных ферритов типа 3С8 превышает 0,3 Тл. В двухтактных преобразователях величина ∆B обычно ограничивается значением 0,3 Тл. При увеличении частоты до 50 кГц потери в магнитопроводе приближаются к потерям в обмотках трансформатора. Увеличение потерь в магнитопроводе на частотах выше 50 кГц требует уменьшения значения ∆B при расчете трансформатора.

В однотактных схемах без фиксаций произведения вольтсекунда для сердечников с B_нас – B_ост=0,2 Тл и с учетом переходных процессов установившееся значение ∆B приходится ограничивать на уровне только 0,1 Тл. Потери в магнитопроводе на частоте 50 кГц будут незначительными вследствие небольшого размаха колебаний магнитной индукции. В схемах с фиксированным произведением вольт•секунда ∆B может принимать значения до 0,2 Тл, что дает возможность существенно сократить размеры трансформатора.

Отметим, что на рабочих частотах выше 50 – 100 кГц значение ∆B обычно выбирают, исходя из условия ограничения потерь в магнитопроводе [4].