- •Примеры базисов
- •Интегрирование
- •Определение
- •Аддитивная граница
- •25. Вероятность ошибки при оптимальном приеме в канале со случайной фазой
- •26. Относительная фазовая модуляция
- •27. Распределения Релея и Райса
- •28. Канал с замираниями. Модель с рассеивателями
- •32. Каналы с межсимвольной интерференцией. Оптимальный прием
- •Литература
|
|
|
|
|
e− jπ ft0 G( f ) |
= |
e− jπ ft0 |
|
|
|
G( f ) |
|
= |
|
G( f ) |
|
. □ |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
#"! |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
= 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Дифференцирование. |
Пусть |
|
g(t) ↔ |
|
G( f ) . |
Тогда dg(t) / dt ↔ |
( j2π f )G( f ) , |
||||||||||||||||
dG( f ) / df ↔ (− j2π t) g(t) . |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Доказательство. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
dg(t) |
= |
d |
∞∫ G( f )e j 2π ft df = |
∞∫ G( f ) |
d |
e j 2π ft df |
= |
|
∞∫ ( j2π f )G( f )e j 2π ft df . |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
dt |
dt − ∞ |
|
|
|
− ∞ |
|
|
|
dt |
|
|
− ∞ |
|
|||||||||
Отсюда непосредственно |
следует, |
что |
|
|
|
dg(t) / dt ↔ |
|
( j2π f )G( f ) . |
Свойство о |
дифференцировании в частотной области доказывается аналогично. Очевидно, что амплитудный спектр производной сигнала равен 2π f G( f ) ; это выражение значит, что спектральные составляющие в области высоких частот усиливаются, а в области низких - ослабляются. □
Интегрирование. Пусть g(t) ↔ |
G( f ) . Тогда |
|||||
∫ g(t)dt ↔ |
|
1 |
|
|
G( f ) , |
∫ G( f )df |
|
j2π |
f |
|
|||
Доказательство. |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
||
∞ |
|
|
|
∞ |
|
|
∫ g(t)dt = ∫ ∫ G( f )e j 2π ft df dt = ∫ G( f )∫ e j 2π ft dtdf = |
||||||
− ∞ |
|
|
− ∞ |
|
||
#$$"$$! |
|
|
|
|
|
= g (t )
↔ |
1 |
|
g(t) . |
||||
|
− j2π t |
||||||
∞∫ G( f ) |
1 |
|
e j 2π ft df . |
||||
j2π |
f |
||||||
− |
∞ |
|
Отсюда непосредственно следует доказываемое утверждение. Свойство об интегрировании в частотной области доказывается аналогично. Очевидно, что амплитудный спектр проинтегрированного сигнала равен G( f ) / 2π f ; это выражение значит, что спектральные составляющие в области высоких частот ослабляются, а в области низких - усиливаются. □
Теорема умножения (теорема о свертке). Напомним определение операции свертки. Пусть g(t) и h(t) некоторые функции. Сверткой функций g(t) и h(t) называется функция
(обозначаемая как g(t) h(t) ), полученная как
g(t) h(t) = |
∞∫ h(τ ) g(t − τ )dτ |
|
− ∞ |
Пусть g(t) ↔ G( f ) , h(t) ↔ H ( f ) , тогда g(t) h(t) ↔ G( f )H ( f ) , G( f ) H ( f ) ↔ g(t)h(t) .
Доказательство. |
|
|
|
|
|
|
g(t) h(t) ↔ |
∞∫ ∫∞ |
h(τ ) g(t − |
τ )dτ e− j 2π ft dt = |
∞∫ h(τ ) ∫∞ |
g(t − τ )e− j 2π ft dtdτ = |
|
|
− ∞ − ∞ |
|
|
− ∞ |
− ∞ |
|
|
|
= |
∞∫ h(τ )G( f )e− j 2π fτ dτ = H ( f )G( f ) . |
|||
|
|
− |
∞ |
|
|
|
Аналогично доказывается теорема о свертке в частотной области. В качестве важного частного примера применения теоремы о свертке укажем
s(t)e j 2π f0t ↔ |
S( f ) δ ( f − f0 ) = S( f − f0 ) . |
|
Теорема о свертке может |
быть проиллюстрирована |
на примере линейной |
фильтрации. Напомним некоторые первоначальные сведения из теории линейных фильтров.
Линейный фильтр задается импульсной переходной характеристикой фильтра h(t) . |
Пусть |
|
x(t) сигнал на входе линейного фильтра, тогда выходной сигнал |
y(t) связан с входным |
|
сигналом соотношением |
|
|
y(t) = ∫−∞∞ h(t − τ )x(τ )dτ = h(t) x(t) . |
|
(6.1) |
Если взять преобразование Фурье от обеих частей этого равенства и применить |
||
теорему о свертке, то получим, что Y ( f ) = H ( f ) X ( f ) , где Y ( f ) ↔ |
y(t) , X ( f ) ↔ |
x(t) и |
H ( f ) ↔ h(t). Функция H ( f ) |
называется частотной переходной характеристикой фильтра. |
||||
Рис. 6.1 поясняет сказанное. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
y(t) = h(t) x(t) |
|
|
x(t) |
|
Линейный |
||
|
|
|
фильтр |
|
|
|
|
|
h(t) ↔ H ( f ) |
|
|
|
X ( f ) |
|
Y ( f ) = H ( f ) X ( f ) |
||
|
|
|
|
|
|
|
Рис.6.1. Линейная фильтрация |
Заметим, что если положить x(t) = δ (t) , то как следует из равенства (6.1), y(t) = h(t) . Это
соотношение служит основанием для определения импульсной переходной характеристики
фильтра как реакции фильтра на входной сигнал в виде δ |
-функции. |
Заметим также, что |
|||||||||||||||
частотная характеристика фильтра может быть определена как |
|
|
|
отношение |
спектров |
||||||||||||
выходного и входного сигналов, то есть H ( f ) = Y ( f ) / X ( f ). |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
Равенство Парсеваля. Пусть s(t) ↔ S( f ) , тогда |
∞∫ s2 (t)dt = |
∞∫ |
|
S( f ) |
|
2 dt . |
|
||||||||||
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Доказательство. |
|
|
|
|
|
|
|
− ∞ |
|
− ∞ |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∞∫ s2 (t)dt = |
∞∫ s(t)s(t)dt = |
∞∫ ∫∞ |
S( f )e j 2π ft df |
s(t)dt = |
∞∫ S( f ) ∫∞ |
s(t)e j 2π ft dtdf |
= |
||||||||||
− ∞ |
− ∞ |
|
− ∞ − ∞ |
|
|
|
|
|
|
− ∞ |
− ∞ |
|
|
|
|
||
|
|
|
#$$"$$! |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
= s(t ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
= |
∞∫ S( f )S ( f )df = |
∞∫ |
|
S( f ) |
|
2 df . |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
− |
∞ |
|
− ∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Это свойство означает, что энергия сигнала может быть вычислена во временной или в частотной области. □
7. Частные случаи вычисления спектра
Спектр гармонического сигнала. Рассмотрим сигнал вида s(t) Acos(2 f0t # ! ) .
Найдем |
|
его |
спектр, |
используя |
ранее |
|
установленные |
соотношения A & A% ( f ) и |
|||||||||||||||
g(t) exp( j2 f0t) & G( f f0 ) , где |
g(t) & G( f ) . Используя формулу Эйлера для косинуса, |
||||||||||||||||||||||
cos x (e jx # e jx ) / 2 , имеем |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
s(t) A |
1 |
|
(e j 2 f0t e j! # e j 2 f0t e j! ) & |
|
A |
(% ( f |
f0 )e j! # % ( f # f0 )e j! ). |
||||||||||||||
|
|
2 |
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Аналогично, для синусоидального сигнала s(t) Asin(2 f0 t # ! ) |
|||||||||||||||||||||||
|
|
s(t) A |
1 |
|
(e j 2 f0t e j! e j 2 f0t e j! ) & |
|
A |
|
(% ( f |
f0 )e j! % ( f # f0 )e j! ). |
|||||||||||||
|
2 j |
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 j |
|
|
|
|
|
||||||
При ! 0 |
|
|
|
|
|
|
|
A |
|
(% ( f |
f0 ) # % ( f # f0 )) , |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Acos 2 f0t & |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
2 |
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
то есть спектр вещественный, так как сигнал задается четной функцией, и |
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Asin 2 f0t & |
|
A |
|
(% ( f |
|
f0 ) % ( f |
# f0 )), |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
2 j |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
то есть спектр мнимый, так как сигнал задается нечетной функцией. □ |
|||||||||||||||||||||||
Спектр произведения произвольного сигнала и гармонического сигнала. Пусть |
|||||||||||||||||||||||
сигнал |
определен |
как s(t) g(t)c(t) , |
|
где |
g(t) |
- |
некоторая произвольная функция |
||||||||||||||||
(огибающая), а c(t) cos(2 f0t # ! ) |
- гармонический сигнал (несущая). Найдем спектр S( f ) |
||||||||||||||||||||||
сигнала |
s(t) . |
По теореме о свертке S( f ) G( f ) C( f ) , |
где G( f ) & g(t) , C( f ) & c(t) . |
||||||||||||||||||||
Поскольку c(t) |
гармонический сигнал, то |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
C ( f ) 1 (% ( f |
f 0 ) e j! # % ( f # f 0 )e j! ). |
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Тогда |
|
|
(% ( f f0 )e j! # % ( f # f0 )e j! ) |
e j! |
|
|
|
|
e j! |
|
|||||||||||||
S( f ) |
1 |
G( f ) |
G( f ) % ( f f0 ) # |
G( f ) % ( f # f0 ) |
|||||||||||||||||||
2 |
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
2 |
|
(e j! G( f f0 ) # e j! G( f # f0 ))/ 2 .
Последнее равенство означает, что при умножении на гармонику с частотой f0
спектр сигнала локализуется около частоты f0 .
Рассмотрим важный пример.
Пример. Спектр отрезка гармоники с прямоугольной огибающей. Пусть
−A, g(t) ,
+0,
где A . 0 , T . 0 . Найдем спектр
| t |/ T / 2 , | t |. T / 2
сигнала |
s(t) g(t) cos 2 ft . |
Поскольку |
G( f ) AT sin( fT ) /( fT ) , то |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
AT |
5 sin ( f |
f |
0 |
)T |
|
sin ( f # |
f |
0 |
)T 2 |
||
S( f ) |
3 |
|
|
|
# |
|
|
|
0 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
2 |
3 |
( f f0 )T |
|
( f # f0 )T |
0 |
|||||||
4 |
|
1 |
Графики сигнала, его спектра и амплитудного спектра показаны на рис.7.1 .
□
а |
б |
Рис.7.1 Сигнал из примера, его спектр и амплитудный спектр, а) A 1, T 1, f0 5 , б) A 1, T 4 , f0 5 .
Как видно из выражения и графиков, спектр сконцентрирован вблизи центральной частоты f0 , но имеет бесконечную ширину. Это значит, что идеальный отрезок гармоники не может быть воспроизведен практически. На практике при f0 .. 1/ T за ширину спектра принимается значение W 2 / T . Это обусловлено тем, что в полосе [ f0 1/ T, f0 #1/ T ]
сосредоточено более 90% энергии идеализированного сигнала.
Спектр последовательности сигналов. |
Пусть |
{si (t)} |
- сигнальное |
множество, |
||||
i 0,..., q 1. Определим последовательность |
индексов |
i (i0 ,i1 ,..., iN 1 ) |
длины |
N , |
где |
|||
il 6{0,1,..., q 1} , 0 / l / N 1. Определим также последовательность сигналов длины |
N , |
|||||||
определяемую последовательностью индексов |
i , |
si (t) 7N 1 sil |
(t lT ) |
где |
T |
- период |
||
|
|
|
l 0 |
|
|
|
|
|
следования сигналов. Например, для |
N 7 и |
i (5,2,0,3,1,3,3), |
сигнальная |
|||||
последовательность образована сигналами s5 (t), |
s2 (t), |
s0 (t), |
s3 (t), |
s1 (t), |
s3 (t), s3 (t) . |
Найдем спектр Si ( f ) последовательности si (t) . Пусть Si ( f ) спектр i -го сигнала из сигнального множества, тогда используя свойство линейности и сдвига во временной области, имеем
N 1
Si ( f ) 7Sil ( f )e j 2 flT .
l 0
Как следует из последней формулы, спектр последовательности сигналов представляет собой линейную комбинацию спектров сигналов, образующих последовательность.