книги / Синтез транзисторных усилителей и фильтров
..pdfбазы транзистора выходного каскада при расчете коэффициента усиления по току цепи прямого усиления можно пренебречь. Вы ражение коэффициента передачи по току в этом случае имеет вид:
к, (р) - |
гвх \ Р ) |
= |
к |
{{(гзг + Я„) Г„С,С5(г; + Ri) X |
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
СК\ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Х \р 2 + р |
Pi + |
Pi + |
|
+ Сх(7' + |
R*o) + |
|||||||
|
|
|
|
'зА С з |
||||||||||||
+ Р2 Pi + |
|
|
|
|
|
—1 |
|
|
|
|
|
|
|
(4-52) |
||
|
|
^о) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
где |
С1(гб + |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
___ |
1 Т " ^ l ^ K |
l ^ n . |
|
^2 |
___ |
I |
~Ь |
^К 2Г°Г2 (ГЭ2 “Ь |
“Ь |
|
|
||||
^1 —----Z—----- } |
|
— ----------------------------- |
|
|||||||||||||
|
|
r9iCori |
|
|
|
|
|
( ГЭ2 "Ь /? э ) ШГ2 |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
Р — |
|
^ |
. |
р |
_ |
|
^ Н 1 4~ ^2 ( Г Э2 + |
/ ? э ) . |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
SOC O/^ H I ( f э2 |
/? э ) |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
р* |
_ |
(У?э |
|
/?р) /?с |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
4- R o |
“Ь R c |
|
|
|
|
|
||
Выражение (4-52) |
можно записать как |
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
i<i (р) |
|
|
1<1 (0) |
р\р*2 |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
(р + р \) |
(р + |
p i) ’ |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
где р[ и |
р\ — полюсы цепи прямого усиления (вещественные и от |
|||||||||||||||
рицательные); |
|
|
|
|
|
|
|
|
р*р |
|
|
|
|
|
||
|
К, (°) = |
|
|
|
|
0 |
0 |
|
|
|
|
|
||||
|
( Гб + КГъ1 + |
Ro) \Rai + |
|
|
R3)] |
|
||||||||||
|
|
|
|
'2 ( Г Э2 |
+ |
|
||||||||||
Коэффициент |
обратной |
связи |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
Ь{р) |
|
|
Яз |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
Я э |
~Ь R o |
|
|
|
|
|
||
является |
частотнонезависимым. Усиление по току замкнутой цепи |
|||||||||||||||
Ъа (р) = |
1<(р) |
|
|
|
|
|
К { (0) р \ р \ |
|
|
. |
. (4-53) |
|||||
1 + |
b K i |
{ р ) |
р * + |
р |
|
+ |
р*2 ^ |
)_ р * р 2* |
[1 |
+ |
K t (0) 6] |
|||||
При глубокой |
обратной |
связи, |
когда |
bl\t > |
1, |
коэффициент |
||||||||||
усиления |
по |
току |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К,. = ---- Г = |
|
*£±5°. |
|
|
|
(4-54) |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
о |
|
|
/?э |
|
|
|
|
|
На рис. 4-24 показаны корневые годографы замкнутой цепи, соответствующие выражению (4-53) при максимально-плоском ко эффициенте передачи по модулю (рис. 4-24, а) и максимально-пло ской задержке (рис. 4-24, б). При максимально-плоском коэффи
151
циенте передачи полюсы передаточной функции .второго порядка замкнутой цепи должны находиться на радиальной линии, распо ложенной под углом ф = 45° (точка р на рис. 4-24, а). При этом для коэффициентов выражения (4-53) справедливо соотношение
r t + p S - V V r f S f 1+ *«№)»]. |
(4-55) |
||
и ширина полосы замкнутой цепи |
|
||
* |
, * |
|
|
Р\ + Р2 |
(4-56) |
||
ш3 дб — |
V2 • ' |
||
|
Максимально-плоская характеристика по групповому времени обеспечивается при ф = 30°. При глубокой обратной связи, эле-
>
p1
|
<J>=45y\ |
<r |
Рг |
P* ' |
t |
Рг |
Р ис. 4-24.
a
ментом которой является активное сопротивление, полюсы переда точной функции замкнутой цепи могут расположиться под углом, большим 45°, что приведет к появлению пика частотной характе ристики и сильным искажениям во временной области. Для полу чения максимально-плоской характеристики по модулю можно либо уменьшить полосу пропускания цепи прямого усиления, на пример, путем введения конденсатора, шунтирующего тракт про хождения сигнала либо ввести нуль в передаточную функцию цепи обратной связи, зашунтировав резистор R0 (рис. 4-23) конденса тором С0.
Обычно усиление усилителя потоку достаточно велико (/Q0!> 10). Это позволяет упростить расчеты и, в частности, пренебречь влия нием емкости С0 в цепи прямого усиления для больших значений ширины полосы, когда С0 < С. В этом случае результирующая цепь прямого усиления остается прежней, коэффициент обратной связи принимает вид:
|
_1__. |
b = — ^ { P JrZ), |
|
где |
El t |
||
R0C0 ’ |
|||
|
Ro |
152
и передаточная функция замкнутой цепи
т (Р) - т* = |
------L±J.----- |
(4-57) |
|
( р + Р \ ) ( р + Р ^ ) |
|
имеет один вещественный нуль и два вещественных полюса. Чтобы получить большую ширину полосы, нуль следует расположить относительно начала координат значительно левее полюсов р\ и р*.
Найдем корневой годограф функции (4-57). Имеем
arg (р + z) — arg (р + р\) — arg (р + р*) = ± 180°.
Заменив р через а + /со, получим
arg tg —;------ |
arg tg |
------- г- — arg tg |
------ у- =180°. |
<J+ |
z |
a + p, |
Q + p2 |
Использовав формулы суммы и разности арктангенсов и учиты вая, что arg tg 180° = 0, будем иметь
|
(О |
СО |
|
|
|
(О |
°4-/?1 |
4* Р2 |
= |
0. |
|
а + z |
1— со |
(О |
|||
|
|
||||
|
4" р\ |
Q+ Р2 |
|
|
Приведя это уравнение к общему знаменателю и добавив к пра вой и левой частям член (cr -f z)2, получим уравнение окружности
со2+ (о + z)2= z2—z (pj 4- р*2) 4- р{р2
с центром (0, — г) и радиусом
р = V z%+ 2(р\ + р\) +P*iPr
Полученный корневой годограф показан на рис. 4-25. Переда точная функция замкнутой цепи в этом случае имеет вид:
К (о) — |
f t 1 |
— |
|
|
‘° (Р) |
1 4- Ki (Р) Ъ(р) |
|
|
|
|
_ |
|
(0) Р\Р2 |
|
|
Р * + Р |
Р1 + Р2 + |
Kt (0) b0plPl |
|
|
4* Р1Р2 [1 4- |
(0) J |
Для того чтобы она была максимально-плоской, необходимо
выполнение условия |
|
Р\ + Pl + К‘ i0\ bf lP'~ = ]/2р;Р;[1 + 6^,(0)]. |
(4-58) |
153
Ширина полосы на уровне затухания сигнала на 3 дб
“3a0= K p ;p ;[ ‘ + w ° ) ] . |
<4-59) |
т. е.
Площадь усиления в данном случае уменьшается по сравнению с площадью усиления усилителя с резистивной обратной связью. При условиях
*.1 ^ ^2(Гэ2+ Щ + Гб‘* ширина полосы
апмгг
ш3 дб макс
Klo ( p) D2
Фактор обратной связи Т (0) ^ Ki (0)/К1о(0), определяющий уменьшение чувствительности характеристики к изменению вели чин параметров элементов, и ширина полосы усилителя с об ратной связью приблизительно равны доминирующему полюсу р\
передаточной функции (4-57). Если глубина обратной связи
не настолько велика, чтобы удовлетворялось условие (4-58), т. е. если
(р;+ pi) >
> ] / r 2p'p'} [ 1 + ЬаК 1(0)];
2 < 0,
конденсатор С0 не вводится и ширина полосы
“3M= l / p ; p ^ 0- ^ I 2+
+ у 2P;P7 O[P;P7 O- ( P; + P;)2] + (р! + р1У
где TQ— KI (0) b0. Найдем условия получения максимальной ши рины полосы усилителя с замкнутой цепыо обратной связи для заданного значения коэффициента усиления по току К1о (р) и за данных параметров транзисторов. В соответствии с общими реко
154
мендациями сопротивление RHl должно быть возможно большим. В то же время для получения малого значения множителя D2 со противление JR3 следует выбрать небольшой величины. Поэтому
при заданном |
значении усиления замкнутой цепи, например |
Ко (р) ^ Ю» |
величина сопротивления R0 также должна быть не |
большой. Однако сопротивление Rlt одновременно является меж каскадным сопротивлением в цепи прямого усиления и, следова тельно, должно быть возможно большим. Существует оптимальное значение сопротивления R0, соответствующее максимальной ши рине полосы замкнутой цепи при заданном коэффициенте усиления по току. Для нахождения оптимального значения RQпри глубокой обратной связи подставим в выражение (4-59) значения р\у р*2 и
b0Kt (0) и найдем максимум величины щд6 в зависимости от R0,
т. е. положим d (а>3(?6)2Д/Я0 = |
0, |
откуда |
Rо. опт |
|
(4-60) |
1 |
(Гб + R c ) Ыг2Ск2 |
|
Для источника тока (Rc |
оо) |
выражение (4-60) упрощается: |
^О . опт = / |
ШрпСкг ^ |
+ # 11) Шг2Ск2]* |
При заданных параметрах транзисторов и заданном усилении замкнутой цепи можно определить величину сопротивления об ратной связи из выражения (4-60); значение сопротивления в цепи эмиттера R3— из формулы (4-54). Из уравнения (4-58) можно найти положение нуля гъ а следовательно, величину емкости С0. Если заданы параметры транзисторов и глубина обратной связи, то расчет аналогичен.
Рассмотрим пример расчета усилителя на транзисторах с параметрами:
/г1 = |
10 Мгц; |
= |
60; ск1 |
= 18 пф; гб1 = 100 ом; /г2 =* 13 Мгц; р, = |
50; |
ск2 = |
18 пф; |
гб2 = |
100 ом. |
Усиление замкнутой цепи по току должно |
со |
ставлять 20 при сопротивлении источника сигнала Rc = 10 ком и сопротив
лении нагрузки Rn = 50 |
ом. Из выражения (4-60) |
находим |
R0 = |
1 ком, |
согласно формуле (4-54) |
сопротивление R9 = 50 ом. |
Пусть |
Rtn = |
РR9 = |
= 2,5 ком. Из уравнения |
(4-58) имеем г => 2я (3,2* Ю6), следовательно, С0 = |
=50 пф. Ширина полосы составляет fz$Q=» 2,3 Мгц; глубина обратной связи
Т(0) = 37,6. Расчет дает достаточно хорошее совпадение с эксперименталь ными данными [21 ].
Применение двухкаскадного блока с параллельно последовательной обратной связью ограничено случаем, когда полное сопротивление источ ника сигнала велико, а нагрузки — мало.
Двухкаскадные блоки подобного типа могут быть.соединены каскадно. Ввиду большого выходного и малого входного полных сопротивлений взаимо действие между блоками будет сравнительно невелико.
155
4-5. Синтез двухкаскадных блоков с двухполюсниками обратной связи на основе динамических параметров
Общие методы синтеза транзисторных усилителей должны учи тывать зависимость статического коэффициента усиления по току от частоты. Кроме того, представляется целесообразным исполь зование таких усилительных цепей, в которых влияние емкостей эмиттерных переходов транзисторов может быть подавлено. К та ким цепям относятся, например, усилители на каскадах с местными обратными связями последовательного типа, элементами обратных связей которых являются активные сопротивления.
Применение динамических параметров позволяет разработать метод синтеза, удовлетворяющий этим требованиям [22].
Рассмотрим эквивалентную схему транзистора (рис. 3-7). Ко эффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером может быть рассчитан обычными методами и записан в виде
к
к (Р) = 1+
где тк = kiCKRn. С учетом частотной зависимости статического коэффициента выражение для коэффициента усиления по току можно представить так:
|
|
к (р) |
= |
____ к_____ |
|
|
(4-61) |
|||
|
|
l+P^K + 'Tr) |
’ |
|
||||||
|
|
|
|
|||||||
где постоянная |
времени тг |
связана с граничной частотой транзи |
||||||||
стора в схеме с общей базой |
соотношением |
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
п1 |
* |
|
|
(4-62) |
|
|
|
|
|
|
“ г |
|
|
|
||
Введем обозначение |
Тт = ' |
|
|
|
|
|
||||
тогда |
|
|
: + |
тг» |
|
|
(4-63) |
|||
|
|
|
|
к |
|
|
|
(4-64) |
||
|
|
к |
(р ) |
= |
|
|
|
|||
|
|
1+ ртт |
|
|
|
|||||
Входное полное сопротивление транзистора |
|
|||||||||
Z.X (Р) |
Г . |
П |
|
1 |
|
|
к |
- f - 1 4 - р тт |
(4-65) |
|
гб + |
гб |
1 + |
РхТ |
(1 |
4 |
ртт) (1 + р тэ) ’ |
||||
|
||||||||||
где тэ = с /э. Передаточная функция каскада по напряжению |
||||||||||
|
|
k |
(р) = |
h iM |
I iL . |
|
|
(4-66) |
||
|
|
“ |
|
|
2ВХ(р) |
|
|
|
Положения р—z каскадов усилителя, зависящие от величин параметров элементов, образуют р—г цепи прямого усиления, ко
156
торая наряду с цепью общей обратной связи определяет характе ристики и устойчивость усилителя. При синтезе усилителей с за данными передаточными функциями особенно важно стабилизиро вать частотнозависимые параметры транзистора с доминирующим полюсом (или парой полюсов).
Коэффициент усиления по току каскада на транзисторе стаби лизируется в высокочастотной области отрицательной обратной связью типа «коллектор—база» с элементом, представляющим со бой параллельное соединение сопротивления и емкости.
Принципиальная схема усилителя с параллельной обратной связью представлена на рис. 4-12, б. Анализ схемы дает следующие параметры каскада. Коэффициент усиления по току
Ьо (Р) =
т. е.
где
к
|
1 + |
Р (хк + хг) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
1+• |
k R »1(1 ~1~ pCoRo) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
II + |
р Ы |
+ хг)] Ro |
|
|
|
|
|
|
|
|
к |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
к |
|
|
|
|
|
|
|
1+ |
kRн |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ro |
|
1 г к *в | |
„ /_ |
, и г> п \ |
, , _ хк -}- тг + k ^ o R n |
||||||||||
1 + |
к |
~ |
|
г Р (Хк + |
хг -j- «(С0Кн) |
1 + |
р |
-------- |
|||||
|
|
Rc |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 + kR» |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
*10 |
|
|
|
|
(4-67) |
|
|
|
|
|
bio (Р) = 1+ рТо |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
ktnО = |
|
|
к |
|
R»_ |
|
|
|
(4-68) |
|
|
|
|
|
1+ {к+ |
1) |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
Ro |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
х |
г |
4- |
х* |
|
|
|
|
(4-69) |
|
|
|
|
Т0 = |
|
* |
о |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
и - |
kR* |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
Ro |
|
|
|
|
|
< = *,«. (С. + g . При глубокой обратной связи
k , = |
• |
i0 |
R u ’ |
= (Со + £к)*
Входное полное сопротивление каскада
(4-70)
(4-71) (4-72)
%ах(р) J^l ~\— (1 "1" ЛЯо)]
Z e „ . О (Р) = |
j |_ |
U Н~ |
PCoRo) |
|
|||
|
|
Ro (1 + |
РХХ) |
157
может быть записано в виде |
|
|
Zw (Р)[j?o ~r Rn 4- ptТ(Rp ~Ь Дн) ~Ь Р^о^о^ н] |
(4-73) |
|
Zвх. О(р) = |
+ \ ) |
|
«о + ^ „ + РДо(А.СХ |
|
Выражение (4-73) упрощается в различных частных случаях. Например, при глубокой обратной связи
гб 0 + Р \) + гб + гэ
2В,о(Р)
Если в схему (рис. 4-12, б) последовательно с эмиттерной цепыо ввести сопротивление R 3i то можно нейтрализовать влияние емко сти эмиттерного перехода, при этом коэффициент усиления по току каскада останется прежним, а входное полное сопротивление уве личится и стабилизируется:
2 ., ,о (Р) = |
0(Р) + R3 |
• |
(4-74) |
Соединим последовательно два стабилизированных каскада, причем цепь обратной связи предыдущего введем, как показано на рис. 3-26. Пронумёруем каскады по порядку римскими цифрами, начиная с выходного. Тогда с достаточной степенью точности молено считать
|
|
ч о 1 |
|
|
(4-75) |
|
|
|
(Р) = |
Рто 1 |
|
|
|
|
|
1 + |
|
|
|
|
Z |
/ ч |
О 1 ( ГЭ I ~1~ * э |
l) |
^ 1 о |
I |
(4-76) |
вх. о 1 |
1 + рТ0 J |
|
1 +р Т а \ |
|||
|
|
|
|
Каскад II охвачен фактически двумя петлями параллельной обратной связи: внутренней с элементом 11рск11 и наружной с эле
ментом Roп/(1 + рС0 UR0JJ). Если выполняются условия:
Н 11 |
0 А |
1*» |
(4-77) |
|
|||
|
С0 > Ск\ |
|
(4-78) |
K i > A v |
|
(4-79) |
то обе цепи обратной связи молено считать сведенными в одну с эле ментом Ro,,/(! + pC*oURoU) и полным сопротивлением нагрузки klolR3l. Тогда коэффициент усиления по току каскада II
k/о 1) (/>) = --------- ki и__________
Н-*„, kjQ 1*, 1 Q4- p T Qц)
« о п (1 'I' РТо l)
158
при условии TQll = TQ1 не зависит от р:
k t o |
II (Р) ~ ^ i o l l ~ |
|
|
Ч II |
|
(4-80) |
||
1+ |
ki о 1^з I |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
II |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
II |
|
|
Входное сопротивление каскада также практически не зависит |
||||||||
от частоты и может быть представлено в виде |
|
|
||||||
где |
ОII |
^DX. о 11 |
^ I ОП^Э IP |
|
(4-81) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R'^DX I I |
1-I- |
*/ О1^3 I |
|
|
|
|
Rвх. о II |
|
|
|
|
Я0II |
|
(4-82) |
|
|
|
kt |
|
R3 1 |
|
||
|
|
|
I -f |
|
|
|
||
|
|
|
|
0 J |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
R0 II |
|
|
Коэффициент |
передачи |
между каскадами |
|
|
||||
ти , (р) = |
|
Яц II ( 1 + |
Рт о 0 |
|
(4-83) |
|||
-----;---- - ■17--------------- ; |
|
|||||||
|
|
Я„ II (1 |
Ь рТо i) + kl о ЛCi |
|
|
|||
тогда общий коэффициент усиления |
|
|
|
|
||||
ki° u (P)mu. I (Р) |
„ i (Р) = |
|
|
о Il^t о I* ,, II |
|
(4-84) |
||
R„n (i + prOI) + |
|
|||||||
ton |
|
о. |
|
|
|
|||
представляет собой передаточную функцию с одним полюсом |
|
|||||||
|
|
|
Яц II + Л{- о 1Яэ I |
|
|
|||
|
Pi = — |
Rv мТ„ |
|
|
||||
|
I |
|
|
Н11•* о I |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Коэффициент передачи |
по напряжению |
|
|
|||||
К ио (р) = |
|
k l |
о \ \ k l o |
1ЯНцЯ„ 1 |
, |
(4-85) |
||
|
|
|
|
|
|
|||
[Ян II (1 + рТ 0 l) + |
ki о 1Я3 l] |
(Я вх. о II + ^ / о ц Я 9 и ) |
|
|
имеет тот же полюс.
В качестве примера рассчитаем усилитель с шириной полосы пропу скания до /0 = 10 Мгц. Используем транзисторы типа П403 со следующими параметрами: kt j = kt п = 30; ск1 = ск и = 5 пф; /г = 120 Мгц. Усилитель
нагружен на сопротивление RH= 0,6 ком и должен иметь входное сопротив ление той же величины. Согласно формулам (4-69) и (4-70) сопротивление цепи параллельной обратной связи
R |
kjRnTo______ |
|
kiRa (Со-J- Ск) + тг — То |
Пусть С0 0, тогда при |
____ 30____ 3,96-10~8 сек |
*1 |
|
2^/г |
2-3,14-120-10° |
159
|
Гп = |
1 |
|
= |
1,59-10 |
8 сек |
|
|
2л/0 |
|
|
||||
имеем |
|
2-3,14-107 |
|
|
|
||
|
30-0,6-108. 1,59-10г-3 |
|
|
|
|||
Ro= |
|
|
= 2,52 |
ком. |
|||
|
30-0,6-103-5-10“ 12 + 3,96-10“ 8 — 1,59-10"8 |
|
|||||
Выберем Rol = R0 Ц = |
2,4 ком и |
рассчитываем коэффициент усиления |
|||||
по току каскада I |
|
k, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
30 |
|
|
|
|
kl o \ ~ |
|
Ч1 |
|
= 3,3. |
|
|
|
i + fcn -^s- |
Н-зо- y f - |
|
||||
|
|
|
|
||||
|
|
|
ьо I |
|
|
|
|
Величину сопротивления в цепи эмиттера |
каскада |
I следует |
выбирать, |
с одной стороны, возможно меньшей, тогда коэффициент передачи между каскадами и коэффициент усиления усилителя по напряжению возрастают, с другой стороны, увеличение сопротивления R3 j стабилизирует коэффици
ент усиления по току каскада II и нейтрализует паразитную емкость эмит тера каскада I. Пусть R3 j = 0,2 ком, тогда величина сопротивления нагрузки
и = |
1 ( н - у Ц Я, . = 3.3- ( I + |
-0,2 = 0,825 ком. |
Сопротивление эмиттера гэ1 при токе / э п = 2 ма составляет 13 ом, т. е.
R*9 j = 213 ом. Коэффициент усиления по току каскада II
*/оП — |
k i n |
30 |
= 2,66. |
|
Я"ИГ1 |
1 , on 0.825 |
|
|
*0 1 |
1+ 3 0 т |
’г |
Чтобы обеспечить сопротивление входа усилителя Rux = 0,6 ком при сопротивлении цепи делителя Ra = 2,4 ком, нужно иметь
о |
_ ДвхЯд |
_ 0,6-2,4 |
= 0,8 |
ком. |
квх п |
--------------------------RR RBX |
2,4 — 0,6 |
||
|
|
|
Так как входное сопротивление каскада II
Rl
* вх 1) — ki О 11 I 1 + п " | ( * э II + ГЭ и ), Rо II
то суммарная величина сопротивления собственно эмиттера гэ ц и сопротив ления в его цепи R3 п должна быть
|
R, |
|
*9 II “ *9 II + ГЭ II — -------- |
ьвх II |
|
Rн 11 |
||
Чо 1) |
||
1+ |
||
|
Rо II |
0,8
= 0,223 ком.
2,66 1+ 0,825
2,4
160