12.4. Предыскажения при цифровой передаче сигналов звукового вещания

При малом шаге квантования, характерном для систем с ИКМ, спектр шума квантования оказывается равномерным в полосе частот от нуля до 1/2fд. Напомним, что спектр реальных ЗС имеет обычно значительный спад в области верхних частот и при передаче через цифровую систему музыкальных пассажей, исполняемых ин­струментами, спектр которых лежит преимущественно в области высоких частот, от­ношение С/Ш заметно уменьшается по сравнению с максимальным значением. Для борьбы с этим явлением применяют частотные предыскажения сигнала на стороне передачи и его восстановление после декодирования. В соответствии с Рекоменда­цией 651 МККР при линейном кодировании с 14-битовым разрешением, а также при нелинейном кодировании с почти мгновенным компандированием для уменьшения разрядности с 14 до 10 бит высококачественных сигналов 3В с полосой 15 кГц пре­дыскажения должны соответствовать Рекомендации J17 МККТТ с вносимым затуха­нием 6,5 дБ на частоте 0,8 кГц (рис. 12.15, кривая I) или предыскажениям 50/15 мкс (рис. 12.15, кривая 2). Представленные здесь кривые соответствуют формулам:

а) кривая 1 (Рекомендация J17 МККТТ):

(12.32)

б) кривая 2 (для 50/15 мкс):

(12.33)

где K – коэффициент передачи, дБ: = – круговая частота; F – частота. Гц. В Районе 1 предпочтительнее использование предыскажений в соответствии с Рекомендацией МККТТ -J17. На стороне приема эти частотные предыскажения ком­пенсируются восстанавливающим контуром, поэтому частотные искажения на выходе системы ПК–ВК отсутствуют. Шум квантования проходит только через восстанавли­вающий контур, в то время как ЗС через обе цепи внесения и коррекции предыскаже­ний. В результате отношение С/Ш выравнивается по спектру, субъективно улучша­ется восприятие высокочастотных компонент сигнала 3В. Количественно величина отношения Рс/Ршкв возрастает примерно на 4 дБ.

12.5. Цифро-аналоговое преобразование

Для восстановления исходной кривой изменения во време­ни аналогового напряжения ЗС цифровая последовательность чисел (рис. 12.16,а) должна быть преобразована. Восстановленные в резуль­тате обратного преобразования (рис. 12.16,б) значения отсчетов сохра­няются как постоянные значения напряжений вплоть до следующего от­счета (см. ступенчато-изменяющуюся функцию на рис. 12.6.б). Эта ступенчатая функция кроме восстановленного тонального сигнала со­держит также множество гармонических составляющих.

При частоте fд = 44,1 кГц полученная последовательность отсчетов дискретизированного сигнала, описываемая выражением (12.2), имеет спектр, показанный на рис. 12.17,а. Высокочастотные составляющие ступенчатой функции, представляющие собой продукты нелинейных ис­кажений, должны быть при восстановлении исходного сигнала отфиль­трованы, чтобы получить результат, показанный на рис. 12.16,б. Если спектр входного сигнала простирается до 20 кГц, то для этой цели требу­ется ФНЧ с частотой среза 20 кГц. При этом все составляющие, лежащие выше этой частоты, должны быть надежно отфильтрованы. Такой ФНЧ может быть реализован как аналоговым, так и цифровым способом, од­нако последний является более предпочтительным.

Эта фильтрация может быть упрощена, если повысить частоту дис­кретизации восстановленных отсчетов. В этом случае спектр продуктов искажений также сместится в сторону более верхних частот. При повы­шении частоты дискретизации в 4 раза (с 44,1 до 176,4 кГц) спектр про­дуктов искажений начинается уже только от частоты f = 176,4 – 20 = = 156.4 кГц; их фильтрация может быть выполнена очень простыми средствами (рис. 12.17,б).

Поэтому обычно на цифровом уровне рассчи­тывают промежуточные значения отсчетов при преобразовании цифро­вого сигнала в аналоговый. При расчете трех дополнительных значений отсчетов на один отсчет сигнала при fд = 44,1 кГц (например, цифро­вым фильтром), получается увеличение в 4 раза первой средней частоты мешающего спектра, значение последней составляет fдо = 176,4 кГц (так называемая четырехкратная избыточная дискретизация). При этом на приемной стороне цифровым фильтром подавляются все возможные ча­стотные компоненты в полосе частот примерно от 20 до 156 кГц. Важно, чтобы эти дополнительные значения отсчетов рассчитывались коррект­но. В том случае на аналоговом выходе ЦАП нужно сначала подавить в полной мере очень высокие частоты, начиная примерно с f = 150 кГц. Эта задача разрешается достаточно просто.

Отметим, что без потери точности при обратном цифро-аналоговом преобразовании 16-битового слова с частотой дискретизации 44,1 кГц можно использовать при повышении частоты следования отсчетов до 176,4 кГц 14-битовое обратное преобразование, т.е. в самом преобразо­вателе отбросить два последних разряда от первоначального 16-битового кодового слова. При вычислении дополнительных промежуточных от­счетов учитывают 15-й и 1б-й биты так, что среднее значение из че­тырех отсчетов с 14-тью битами и частотой дискретизации 176,4 кГц соответствует значению первоначального 16-битового числа. Этот спо­соб называют " noise-shaping".

Изготовить ЦАП с достаточной точностью восстановления исход­ных значений ЗС, малой нелинейностью и другими погрешностями ме­нее, чем в 1/2 бита трудно. Однако это необходимо, если хотят до­стигнуть теоретически возможной точности. Правда, технически проще изготовить ЦАП, чем АЦП. О трудности реализации высокоточных АЦП уже было сказано ранее (см. разд. 12.1). Повышение частоты дискре­тизации в обоих случаях дает ряд преимуществ. Кроме более простой фильтрации, преимущество избыточной (повышенной) частоты дискретизации (как об этом уже было сказано ранее в разд. 12.1) состоит в том, что частотный спектр шума распределяется в этом случае на боль­ший частотный диапазон и таким образом доля шумов, приходящаяся на полосу частот ЗС, становится меньше, что является важным досто­инством данного метода.

Обратим внимание еще на одну особенность восстановления (рекон­струкции) исходного сигнала при повышенной частоте дискретизации. Если рассмотрим рис. 12.18, то увидим изображенный толстой линией исходный сигнал (оригинал) с более чем удвоенной частотой дискрети­зации и его восстановленную "копию" из соседних значений отсчетов (тонкая линия на рис. 12.18) с явно недостаточным качеством. Вос­становленный из отсчетов сигнал сильно искажен модуляцией по ам­плитуде и фазе. Причина появления этих искажений состоит в том, что кривая восстановлена (реконструирована) покусочно лишь из двух соседних значений отсчетов, и наблюдаются биения, вследствие изме­няющегося во времени различия фаз между исходным сигналом и сиг­налом тактовой частоты. Для повышения точности цифро-аналогового преобразования при восстановлении (реконструкции) сигнала необходи­мо использовать очень много значений отсчетов, что позволяет мини­мизировать фазовое различие даже в том случае, если это тональный сигнал, не говоря уже о сигнале более сложной формы, состоящем из ряда тональных колебаний с различными частотами и фазами, изме­няющимися к тому же во времени.

Рассматривая проблему фильтрации при цифро-аналоговом пре­образовании, отметим также следующие моменты. Чем ближе реаль­ный ФНЧ к идеальному по форме АЧХ, тем больше время задержки сигнала в нем и тем больше значений отсчетов связываются в этом фильтре друг с другом. Переходные процессы в фильтре дополняют сигнал между значениями, соседних отсчетов, но при этом важно, чтобы не образовывались дополнительные, не присутствующие в исходном ЗС частотные компоненты. Правильный расчет интерполяционных значе­ний между соседними значениями отсчетов при фильтрации необходим для точного восстановления аналоговых сигналов именно при высоких частотах колебаний. При сравнительно низких частотах з начения отсче­тов расположены так плотно во времени, что реконструкция дает высо­кое качество даже при использовании простых методов, т.е. в процессе их обратного преобразования возникают незначительные искажения в амплитуде и фазе, модуляции и шумы довольно небольшие.