18. Однофазный двухполупериодный выпрямитель, работающий на активно-индуктивную нагрузку.

Процессы в схеме при активно-индуктивной нагрузке рассмотрим при помощи временных диаграмм (рис. 3.11). Рис. 3.11. Временные диаграммы работы однофазного двухполупериодного выпрямителя при ра6оте на активно-индуктивную нагрузку при  = 0 (а) и   0 (б)

Вследствие влияния индуктивности ток i_d в цепи нагрузки получается сглаженным и не спадает до нуля при нулевых значениях напряжения u_d. Поскольку I отстает по фазе от U, максимумы i_d следуют с некоторой задержкой во времени относительно максимумов напряжения u_d . Форма кривых I и U в нагрузке R одинакова. Поэтому кривая U_dR имеет тот же вид, что и кривая i_d . Если дроссель идеальный, то среднее значение напряжения U_dR на нагрузке будет равно сред-у значению напряжения U_d на выходе выпрямителя, т.е. U_{di 0} = U_dR =0,9U₂. Дроссель увеличивает длительность открытого сост-я вентилей. Если _  , то выпрямленный ток имеет прерывистый характер; если _ > , то он непрерывен. В предположении L_d  переменная составляющая u_d будет полностью приложена к дросселю; а на нагрузке будет действовать только постоянная составляющая U_d. Поскольку переключение вентилей осуществляется при изменении полярности напряжений u₂₁ и u₂₂ в моменты времени 0, , 2 и т.д., ток i_V1 будет определяться током i_d на интервалах 0 – , 2 – 3 проводимости вентиля V1, а ток i_V2 – током i_d на интервале  – 2 проводимости вентиля V2. Форма кривых с увеличением L_d будет приближаться к прямоугольной. Среднее значение I равно I_d = U_{di 0} /R , а среднее значение I вентилей – I_V = I_d /2. Аналогично анодным I (I вторичных обмоток тран-ра) изменяется и первичный ток i_d. Его кривая приближается к двуполярной кривой прямоугольной формы амплитудой I_d /К_T. В этом случае действ-е значения вторичной и первичной обмоток тр-ра соответственно будут равны: I₂ = = I_d / .(3.16) I₁= = I_d /K_T (3.17) Для варианта фазового регулирования с углом управления  временные диаграммы (в предположении L_d ) приведены на рис. 3.10, б. Можно считать, что выпрямленный ток практически идеально сглажен, если постоянная времени  =L/R 1/(2f). Величина «-» выброса на диаграмме вых U уменьшается с ростом угла регулирования при длительности управляющего импульса меньше /4. При длительности управляющего импульса, равной , величина «-» выброса растет с ростом угла . Среднее значение, выпрямленного U при этом зависит от угла  согласно выражению: U_di = U_{di 0} · cos . (3.18)

В отличие от нулевой схемы мостовая (рис. 3.9,б) может работать и без трансформатора. При этом отсутствует гальваническая развязка нагрузки с питающей сетью. В мостовой схеме одновременно открыты два вентиля. Например, при положительной полуволне напряжения u₂ (на рис. 3.9, б полярности показаны без скобок) одновременно открыты вентили V1 и V4. Ввиду идентичности кривых действительны соотношения (3.9) и (3.10) между величинами U_d и U₂, также q=0,67. Поскольку ток I_d=U_d /R распределяется поровну между парами вентилей, ток I_V каждого из них может быть определен по (3.11).Обратное U прикладывается одновременно к двум непроводящим вентилям на интервале проводимости двух других вентилей. Максимальное обратное U определяется амплитудным значением напряжения u₂. U_RRM = U₂ = U_d (3.19)т.е. оно вдвое меньше, чем в нулевой схеме. Выражение для действующего тока также отличается в силу того, что по сравнению со схемой с нулевой точкой ток i₂ здесь не пульсирующий, а синусоидальный, и трансформатор имеет лишь одну вторичную обмотку. В этом случае I₂ = U₂ / R = U_d / R = I_d (3.20) I₁ = = (3.21) Т.о, преимуществами мостовой схемы выпрямителя являются более простой трансформатор, содержащий только одну вторичную обмотку, и меньшее обратное U, на которое следует выбирать вентили. Основной недостаток – большее число вентилей.