3.2. Выбор основных функциональных узлов исн

3.2.1. Регулирующий элемент

В качестве регулирующего элемента выбираем составной транзистор, представляющий собой каскадное соединение двух транзисторов с общим коллектором

В данном случае составной транзистор используется для получения большого коэффициента усиления по току, например β_VT1=50, β_VT2=100 => β_∑=5000. При этом удаётся получить только одну сильноточную цепь: кол. – эм. VT1, сопр. нагрузки, а остальные – слаботочные. РЭ со входа на выход не инвертирует фазу входного сигнала. R1 нужен для поддержания тока эм. VT2 на уровне не меньшем, например, 1мА. При этом VT2 имеет хорошие частотные и усилительные свойства.

3.2.2. Источник опорного напряжения

В качестве ИОН выбираем схему:

Источник опорного напряжения реализует на выходе постоянное низковольтное стабилизированное напряжение Uоп = 1,2 В.ИОН питается с выхода стабилизатора.

Механизм температурной компенсации напряжения Uоп (напржение на выходе ИОН):

U_оп = U_эб3 + U_R2; I_б 0; В дальнейших расчётах I_э I_К, тогда U_R2 (U_эб1-U_эб2)R₂/R₃=R₂/R₃U_эб; U_оп = U_эб3+R₂/R₃U_эб.

Из физики транзистора известно, что с ростом температуры, напряжение эмиттер-база при постоянном токе эмиттера уменьшается с температурным коэффициентом –2мВ/ºC, а разница напряжений эмиттер-база двух транзисторов с ростом температуры всегда возрастает с постоянным коэффициентом, тогда из соотношения U_оп = U_эб3+R₂/R₃U_эб очевидно, что с ростом температуры, первое слагаемое уменьшается, а второе возрастает, и при соответственном выборе сопротивлений R₂ и R₃ осуществляется полная температурная компенсация напряжения U_оп 1,2.

Статический режим:

I_R1=0,6 мА, I_R2=I_R3=0,06 мА, I_R5=1,4мА, I_R4=0.3 мА

Параметры:

U_оп=1,2 В, U_вых=15 В

Допущения:

U_эб=0,6 В, I_б=0, I_э= I_к

Определяем сопротивление всех транзисторов:

I_э4= I_R4- I_R1- I_R2- I_R5=1,4-0,6-0,06-0,3=0,44 мА

R5= (U_вых- U_оп)/ I_R5=(15-1,2)/(1.4*10^-3)=9.9 кОм

R1=(U_оп- U_эб1)/ I_R1=(1,2-0,6)/(0,6*10^-3)=1 кОм

R2= (U_оп- U_эб3)/ I_R2=(1,2-0,6)/(0,06*10^-3)=10 кОм

R4= U_эб4/ I_R4=0,6/(0.3*10^-3)=2 кОм

При определении сопротивления R3 допущение, что все U_эб=0,6 В является грубым, поскольку при этом из левого нижнего контура получается, что U_R3=0. При расчете R3 воспользуемся уравнением для идеального pn- перехода:

IэI_ЭБО*, где

Uэб φ_Т *ln I_Э/I_ЭБО

I_ЭБО - начальный ток эм-го перехода,

φ_Т - температурный потенциал;

φ_Т = 26 мВ при t =C

Исходя из того, что вся схема реализуется в одном кристалле, все транзисторы идентичны по характеристикам, следовательно, уместно допущение: I_ЭБО1I_ЭБО2 и получим итоговое выражение для R3:

R3=( U_{эб1 -} I_ЭБО2 )/ I_э2 = 1/ I_э2 (φ_Т * ln I_Э1/I_ЭБО1 - φ_Т * ln I_Э2/I_ЭБО2 ) =

= φ_Т / I_Э2 * ln I_Э1/I_Э2 φ_Т/ I_R2 * ln I_R1/I_R2

R3 φ_Т/ I_R2 * ln I_R1/I_R2 = 1 кОМ

3.2.3. Дифференциальный усилитель сигнала рассогласования

ДУ выбираем из банка схемных решений, с учетом соотношений:

k_u.ДУ≈ 2 k_ст =6* 10⁴, где k_ст= 3*10⁴ – коэффициент стабилизации ИСН

R_вых.ДУ≈ 1,5*10⁴R_вых= 15 кОм.

В реальном стабилизаторе, чем больше усиление ДУ, и чем меньше его выходное сопротивление, тем лучше, поэтому выбираем усилитель с

k_u.ДУ  6*10⁴ и с

R_вых.ДУ 15 кОм

ДУ имеет два входа и один выход, причем инвертирующий вход

(Вх.1) подключается к выходу делителя выходного напряжения, а не инвертирующий вход (Вх.2) соединяется с выходом ИОН. К выходу ДУ подключается вход РЭ.

VT5, VT11 – цепь параллельного баланса,

VT3, VT9 – активная нагрузка

VT13, VT14 – эмиттерный повторитель

VT2, VT8, R1 и VT1, VT6 – источники тока

Введение в ДУ активной нагрузки и эмитерного повторителя, а также реализация ДУ по схеме каскадного усилителя VT10, VT11, позволяет значительно повысить коэффициент передачи усилителя по напряжению k_U.ДУ при сохранении невысокого выходного сопротивления.

Статический режим:

I_э1= I_э2= I_э6=1,8 мА,

I_э3=I_э4=I_э5=I_э7=I_э9=I_э10=I_э11=I_э12=I_э13=0,3 мА,

I_э8=I_э14=0,6 мА.

Параметры:

k_u.ДУ =(0,6-1)10⁵;

R_вых.ДУ=10…20 кОм.

R1= 0,05 кОм.