2.3.2. Режим прерывистых токов дросселя

Отличие данного режима от режима непрерывных токов дросселя для схемы на рис. 1 заключается в следующем.

На интервале времени t₁t₂ (см. рис. 2.11, б), когда регули­рующий транзистор закрыт, ток i_L, протекающий через дроссель и диод, спадает и в момент времени t₂ достигает нуля. На интервале времени t₂t₃ транзистор по-прежнему закрыт, конденсатор C_н раз­ряжается через нагрузку, а дроссель и диод оказываются электри­чески выключенными из схемы. Причем в момент времени t₂ на­пряжение коллектор-эмиттер транзистора уменьшается от U_п  U_пр до U_п  U_н. При поступлении отпирающего импульса u_п. у транзи­стор открывается и его коллекторный ток i_К начинает увеличиваться от нуля. Следует отметить, что в момент времени t₃ выброс коллек­торного тока I_К m в данном режиме работы стабилизатора принци­пиально отсутствует из-за закрытого состояния диода в течение времени t₂t₃.

Схемы с автотрансформаторным включением дросселя также могут работать в режиме прерывистых токов (временные диаграммы на рис. 2.13 показаны пунктирной линией).

Недостатками режима прерывистых токов являются:

 нелинейность регулировочной характеристики;

 увеличение внутреннего сопротивления;

 повышенная пульсация напряжения на нагрузке, так как на интервале времени t₂t₃ дроссель не участвует в сглаживании пе­ременного напряжения. Поэтому при проектировании ИСН режима прерывистых токов дросселя необходимо избегать

2.3.3. Методика расчета

Исходными данными для расчета ИСН являются: напряже­ние U_п и пределы его изменения U; внутреннее сопротивление источника постоянного напряжения R_и; номинальное выходное на­пряжение стабилизатора U_н и допустимые пределы его регули­ровки U_н; максимальный I_н max и минимальный I_н min токи нагрузки; допустимая амплитуда пульсаций выходного напряжения стабили­затора U_н~; коэффициент стабилизации К_cт и внутреннее сопротив­ление r_н; максимальный температурный уход напряжения U_н. т на нагрузке; предельные значения температуры окружающей среды T_c min и Т_с mах.

Проведем расчеты для схемы на рис. 2.1.

1. Выбираем частоту преобразования f_п и принимаем ориен­тировочно КПД _ст = 0,850,95.

2. Определяем минимальное и максимальное значения отно­сительной длительности (коэффициент заполнения) импульса на­пряжения на входе фильтра:

min = (Uн  Uн) / [ст (Uп + Uп), max = (Uн + Uн) / [ст (Uп  Uп).

(2.2.2)

3. Из условия сохранения режима непрерывности токов дрос­селя определяем его минимальную индуктивность

Lmin  (Uн + Uн) (1  min) / (2Iн min fп).

(2.2.3)

4. Вычисляем произведение LC_н по заданному значению пульсации напряжения на нагрузке

LCн = (Uн  Uн) (1  min) / (16Uн~ fп2)

(2.2.4)

и определяем индуктивность дросселя (с током I_L  I_н max) и емкость конденсатора из условия равенства их масс с учетом (2.2.3) и (2.2.4).

5. Амплитуда тока через конденсатор C_н равна (для релейных стабилизаторов проверка предельно допустимых параметров кон­денсатора проводится для f_п = f_{п max}):

IC max = (Uн  Uн) (1  min) / (2L fп).

(2.2.5)

Действующий ток через конденсатор

ICд = IC max / 31/2.

(2.2.5а)

6. Определяем среднее и предельные значения тока, проте­кающего через дроссель, при U_{п max} и I_{н max}:

ILср = Iн max, IL min = Iн max  IC max, IL max = Iн max + IC max.

(2.2.6)

7. Задаемся значением I_K m = (1,22) I_L ср и с учетом частоты преобразования выбираем регулирующий транзистор по току и на­пряжению:

I_{K max} > I_{K m} или I_{K max} > I_{L max};

U_{КЭ max} > (U_п + U_п).

8. Выбор импульсного диода проводится с учетом частоты преобразования по прямому току и обратному напряжению

I_пр > I_{L max};

U_{обр. и. р} > U_{п max} = (U_п + U_п).

9. Вычисляем ток дросселя I_{L ср} и коэффициенты K_тр1 и K_тр2,

IL = Iн max  (Uн  Uн) (1  min) / (2L fп), Kтр1 = IK m / IБ h21Э max, Kтр2 = IL / IБ h21Э max,

(2.2.7)

где h_21Э min, h_21Э max, I_Б = I_Б max / h_21Э min  предельные значения коэф­фициента передачи и базовый ток регулирующего транзистора.

10. По графикам на рис. 2.12 определяем _Б, а затем емкость конденсатора C_Б  1,6 I_Б _Б / U_ЭБ, включенного параллельно пере­ходу эмиттер-база транзистора (U_ЭБ  изменение напряжения эмиттер-база на входной характеристике транзистора, соответст­вующее изменению базового тока на I_бн).

11. Определяем времена включения, выключения и рассасы­вания регулирующего транзистора (при _Б < _т)

tвкл max  Б ln[(1  Б / 2т) (1 + Kнас min)/Kнас min], tвыкл max  Б ln[(Iзап + IL max/h21Э min) / Iзап], tрас max  н ln{1  Kнас IК нас/[h21Э max (IБ + Iзап)]}1/2,

(2.2.8)

где _т  h_21Э R_КC_К + 1/2 f_гр; I_К нас = I_н min + (U_н + U_н) (1  _min)/(2L f_п); I_зап  запирающий транзисторный ток; _н  постоянная времени накопления заряда в базе насыщенного транзистора; K_нас = (I_Б h_21Э  I_К нас) / I_Кнас  коэффициент насыщения; f_гр, R_К  граничная частота и внешнее сопротивление в цепи коллектора транзистора соответственно.

12. Потери мощности на транзисторе определяются в основном потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты переключения):

PK нас = Iн max UКЭ нас max, PK дин = 0,5 fп (Uп + Uп) (IK m tвкл + IL max tвыкл), PK = PK нас + PK дин.

(2.2.9)

13. Потери мощности на диоде определяются потерями в прямом направлении и динамическими при его выключении

Pд = Iн max Uпр (1  min) +fп (Uп + Uп) (IK m  IL min) tвос. обр / 6.

(2.2.10)

14. По заданному значению K_ст вычисляем коэффициент передачи схемы управления

KШИМ = (Kст  1) / (Uп  Uп).

(2.2.11)

15. Расчет схемы управления с учетом температурной нестабильности U_н. т проводим по методике, изложенной в п. 1.2.6 (пункт 8 методики расчета стабилизатора последовательного типа).

16. Вычислим потери мощности в дросселе и определим КПД и внутреннее сопротивление стабилизатора

PL  IL ср2 rL, ст = Uн Iн max / (Uн Iн max + Pт + Pд + PL + Pс. у), rн = rЭ max / [1 + KШИМ (Uп  Uт)],

(2.2.12)

где r_L  сопротивление дросселя; r_Э = R_и + r_L + r_КЭ; R_и, r_КЭ  соответственно сопротивление источника питания и перехода коллектор-эмиттер насыщенного транзистора.