3 Розробка структури цифрової системи передавання
3.1
Розрахунок основних параметрів цифрової
системи передавання
Вибір частоти дискретизації, для ДМ обирається з урахуванням відношення сигнал/шум квантування, який нехай дорівнює динамічному діапазону D, який в свою чергу дорівнює 40дБ. Для сигналів ПГ АСП частота сигналу fс дорівнює 60-108 кГц.
Частоти дискретизації для ДМ розраховується за формулою: [1]
(3.1)
З формули (3.1) отримується:
Отже, при розрахунку частоти дискретизації за формулою (3.1) отримане значення складає 1,219 МГц.
Врахувавши, що в ТЗ задано 32 групи каналів АСП, за формулою 3.2 знаходиться групова тактова частота первинного потоку.
де
-
групова тактова частота первинного
потоку.
-
число каналів;
-
канали циклового синхросигналу.
Отже, групова тактова частота первинного потоку дорівнює:
(3.2)
Тактова частота агрегатного цифрового сигналу визначається за такою формулою:
(3.3)
де М – кількість поєднуваних компонентних сигналів;
r – відношення кількості додаткових символів у циклі агрегатного сигналу до загальної кількості символів у циклі (r=0,01…0,02).
На другому ступені цифрового групоутворення не відбувається поєднання компонентних сигналів в даній ЦСП, так як існує всього 1 компонентний сигнал, тому М=1. Підставивши відповідні значення у формулу (3.3) отримаємо:
3.2 Розробка узагальненої структури АЦО
Прототипом АЦО для розробляємої цифрової системи передачі може бути АЦО-30, яке використовується у системі ІКМ-30. Але відмінністю розробляємого АЦО-32 від АЦО-30 є те, що розробляєме АЦО-32 буде обробляти сигнали АСП первинної групи, розраховане на 32 канали, не буде містити каналу для передачі дискретних даних та буде мати свої розраховані параметри.
Сигнал первинної групи АСП та відповідні їм сигнали управління та взаємодії (СУВ) поступають на узгоджувальні пристрої (УП). З УП сигнали АСП надходять до відповідних передавачів (ПЕР), де формується АІМ-сигнал. Сигнали СУВ перетворюються в імпульсні послідовності та подаються на вхід ФЛС. АІМ-сигнали з передавачів поступають на кодери ДМ. На виході ДМ будуть цифрові сигнали, які поступають на вхід формувача лінійного сигналу (ФЛС). На інші входи ФЛС поступають синхросигнали з виходу формувача синхросигналів (ФС) та сигнали СУВ. На виході перетворювача кодів передавача (ПКпер) формується лінійний сигнал, який передається в лінійний тракт. Задавальний генератор (ГЗ) синтезує основну частоту, яка подається на подільник частот (ПЧ), який виробляє частоти дискретизації, тактову частоту кодерів, частоту для формувача синхросигналів. ГЗ і ПЧ є складовими частинам генераторного обладнання (ГО) ,яке керує обробкою сигналів в передавальній частині АЦО.
Рисунок 3.2 – Структура АЦО-20
3.2 Розробка структури часових циклів первинного цифрового сигналу
Нижче приведені часові діаграми передачі групового сигналу ДМ, а зокрема один надцикл передачі, зображений на рисунку 3.1:
Рисунок 3.1 – Надцикл передачі в системі ДМ
Надцикл передачі складається з 16 циклів – Ц0-Ц15. Кожен цикл містить 48 канальних інтервалів (КІ0-КІ47). Перші 8 канальних інтервалів відведені для циклового синхросигналу виду 0011011, 32 середніх призначені для передачі корисної інформації від абонентів, а останні 8 – для сигналу надциклової синхронізації. Зокрема КІ 45 призначений для індикації відсутності надциклової синхронізації.[2]
Тривалість циклу визначається з частоти дискретизації. Тобто період дискретизації рівний тривалості циклу.
Підставивши значення у формулу(?) отримується значення тривалості циклу.
У неадаптивному приймачі з послідовно працюючими ланцюгами пошуку й утримання синхронізму середній час його відновлення визначається виразом:
(3.2)
де
–
час нагромадження по виходу в синхронізм;
–
час
нагромадження по входу в синхронізм;
– середній
час пошуку синхросигналу.
Cередній час пошуку:
,
(3.3)
де k – кількість інформаційних позицій між двома сусідніми синхрословами;
тс – кількість символів у синхрослові;
То — часовий інтервал між двома сусідніми синхрословами.
У
канальних інтервалах кожного циклу
передається синхрослово, що складається
із восьми розрядів (тс
=
8). Cинхрослово
передається з періодом, що рівний
періоду тривалості циклу. Отже То
=
.
В свою чергу
=
.
Так як один цикл містить 48 канальних
інтервалів, то тривалість одного КІ у
48 разів менша
,
і становить 17,08нс.
Загальна кількість інформаційних
позицій між двома сусідніми синхрословами:
k
=32.
Звідси слідує, що:
Час накопичення за виходом із синхронізму розраховується за формулою:
,
(3.7)
де rвих – коефіцієнт накопичення за виходом із синхронізму.
Час накопичення за входом у синхронізм розраховується за формулою[]:
,
(3.8)
де rвх – коефіцієнт накопичення за входом у синхронізм.
Коефіцієнти накопичення за виходом та входом у синхронізм вибираються такими: rвих>4, rвх>2. Тому, нехай rвих=5, а rвх=3. Підставивши відповідні значення у формули (3.7,3.8) отримаємо:
;
Підставивши знайденні значення у формулу (3.5), отримаємується значення середнього часу відновлення синхронізму:
.
3.3
Побудова сигналу на виході регенератора
для заданої кодової послідовності
символів
3.3 Побудова сигналу на виході регенератора
При відновленні вихідного сигналу в прийомному устаткуванні комбінація, що заміняється, виявляється шляхом аналізу структури лінійного сигналу і заміняється відповідним числом пробілів. До таких кодів відносяться коди з високою щільністю одиниць (КВЩ-n), в яких послідовність з n+1 пробілу замінюється комбінаціями виду 00...00U і 00...В0U. В – це імпульс, полярність якого протилежна полярності попереднього імпульсу. U – імпульс, полярність якого повторює полярність попереднього імпульсу [1].
На рисунку 3.4 показано вхідний сигнал заданої послідовності та вихідний сигнал (КВЩ – 2).
Рисунок 3.2 – Часова діаграма перетворення двійкової послідовності
в КВЩ – 2
Алгоритм побудови КВЩ-2:
одиниці кодуються зі зміною полярності імпульсу для кожного наступного одиничного сигналу;
якщо число нулів менше або дорівнює 2, то ставиться пробіл;
якщо число нулів 3 і більше – будуються комбінації: 00U, B0U.
Вибір тієї чи іншої комбінації виконується так, щоб забезпечувалась почергова зміна полярності імпульсу. При порушенні біполярності встановлюється будь-яка з цих комбінацій. А далі за таким правилом: якщо число одиниць між даним і попереднім порушенням полярності дорівнює 0,2,4..., то встановлюється комбінація B0U. Якщо число полярності дорівнює 1,3,5..., то встановлюється комбінація 00U.
При КВЩ різко закорочується діапазон зміни ймовірності кодових символів, тому рівень напруги тактової частоти змінюється в малих межах. Діапазон зміни поточної цифрової суми для КВЩ дорівнює двом.Недоліком КВЩ є розмноження помилок при їх декодуванні. У середньому коефіцієнт розмноження помилок складає приблизно 1,2.
На рис. 3.5 представлено спектр сигналу КВЩ-2.
Рисунок 3.5 – Спектр сигналу КВЩ-2
Як
видно з рис. 3.5 максимальний пік чітко
виражається на частоті
.
Загалом у першій пелюстці спектру
зосереджується 90% енергії.
Позитивним є те, що цей код є збалансованим тобто відсутня постійна складова, і послаблені низькочастотні складові. А також це означає, що варіація цифрової суми має кінцеве значення.
3.5 Проектування цифрової лінії передачі, та розрахунок максимальних довжин регенерації
В
цьому підрозділі розглядається
проектування цифрової лінії, потрібно
забезпечити передачу КВЩ-2 послідовності
імпульсів зі швидкістю 36,337
Мбіт/с на відстань 220 км з 2 ОРП і (?) НРП
з коефіцієнтом помилок
.
В такій системі згідно технічному
завданню потрібно використати волокно
типу ОМ марки ОКЛК, що має коефіцієнт
згасання ≤ 3,0(дБ/км). Також потрібні
високочастотні і джерело світла, і
фотоприймач, щоб забезпечать передачу
даних зі швидкістю 36,337 (Мбіт/с). Далі
розраховуються бюджет часу наростання
і потужності, що повинні забезпечити
умови ТЗ.
Сумарний час наростання системи tсис не повинен бути більшим за 70 % від тривалості імпульсу. Тобто час наростання має визначатися з формули[4]:
tсис = 0,7τ . (3.14)
Для
КВЩ-2 час наростання системи буде
визначатися з формули:
(3.15)
Підставляючи чисельні значення тактової частоти в формулу (3.15),
можна отримати:
Отже,
сумарний час наростання системи дорівнює
.
Цей час має бути розподілений між джерелом світла, волокном і фотоприймачем, що визначається згідно рівняння:
tсис2 = tД2 + tВ2 + tФ2, (3.16)
де tД – час наростання джерела;
tВ – час наростання волокна;
tФ – час наростання фотоприймача.
В якості джерела світла буде використовуватись лазерний діод Фабро-Пері InGaAs/InP 1310 нм. Потужність вводима у оптичне волокно дорівнює 2,5 мВт. Час наростання такого лазерного діода дорівнює tд=0,3 нс. Ширина випромінюваного спектра дорівнює 1 нм.
В якості фотоприймача буде використовуватись фотодіод серії ФД100. Час наростання такого фотодіода дорівнює tф=0,2 нс, ємність фотодіода при напрузі -5В дорівнює 0,5 пФ.
Отже, потрібно визначити час наростання волокна, яке є максимально допустимим при tд=0,3 нс та tф=0,2 нс. Час наростання волокна буде визначатись за такою формулою:
.
(3.18)
Підставивши значення часу наростання фотодіода та лазерного діода отримаємо за формулою (3.18):
Час
наростання волокна визначається згідно
формули:
розширення імпульсу у ральних умовах приблизно 235 пс/км на довжині хвилі близько 1310 нм.
Нехай час наростання джерела tД=0,5 (нс). Тоді, час наростання фотоприймача можна визначити з формули (3.16).
Отже,
час наростання фотоприймача дорівнює
9,614 нс.
Припускається, що є фотоприймач із Сф = 1 пФ і часом наростання, обмеженим часом прольоту tпр = 0,3 нс. Обмежений схемою час наростання становить[8]:
.
(3.18)
Результуючий час наростання фотодіода визначається з формули:
tФ2 = tпр2 + tRC2 . (3.19)
У формулу 3.19 підставляються чисельні значення:
(с).
Отже, обмежений схемою час наростання дорівнює 9,609 нс, підставляючи це чисельне значення в формулу (3.18), можна отримати:
.
Отже, зачення опору навантаження становить 4,388 кОм .
Отримані результати заносяться у таблицю 3.2.
Таблиця 3.2 – Результати розрахунку бюджету часу наростання
Компонента |
Час наростання, нс |
Бюджет системи tсис |
9,63 |
Джерело світла, tд |
0,5 |
Волокно, tв = Δτ |
0,235 |
Фотоприймач: |
0,3
|
Система tсис = (tД2 + tВ2 + tФ2)1/2 |
9,63 |
Отже, для заданого типу і класу волокна в ТЗ, тобто ОКЛК-ОМ з довжиною хвилі 1310 нм і лазерного діода з низькою шириною спектра, розроблено систему у якій волокно не обмежує загальну ширину смуги пропускання.
Далі розраховується бюджет потужності.
Втрати вводу світла від лазера у волокно складає 3 дБ. В даній системі буде використоруватись два рознімних з'єднувача по 1 дБ втрат у кожному і нерознімних з'єднувачів по 0,1 дБ втрат у кожному. З'єднувачі встановлюються у середньому через кожні 3,5 км (будівельна довжина кабелю) на трасі завдовжки 220 км. Необхідно передбачити деякий запас (по згасанню), який може знадобитися при усуненні зрощуванням можливих пошкоджень волокна.
Кількість
нерознімних з’єднань визначається за
формулою[6]:
(3.20)
де
- будівельна довжини кабелю.
Підставивши дані в формулу (3.20), можна отримати:
Отже, кількість нерознімних з’єднань приймаємо рівним 63.
Визначається максимальна довжина регенераційної ділянки за формулою[1]:
(3.21
)
де D – енергетичний потенціал ВОСП; (при використанні приймальної частини на базі ЛФД вважають -40Дб)
-
коефіцієнт загасання ОВ дБ/км;
-
число рознімних з'єднувачів;
-
втрати в рознімних з'єднанні, дБ/км;
-
число нерознімних з'єднувачів;
- втрати в нерознімних з'єднанні,
дБ/км;
-
допуск на погіршення характеристик
компонентів РП з
часом.
У формулу (3.21) підставляємо чисельні значення.
.
Отже, максимальна довжина регенераційної ділянки складає 11,7 км.
Втрати у ВОЛЗ визначаються за формулою:
(3.22)
На основі отриманих даних за формулою (3.22) розраховуються втрати у ВОЛЗ.
.
У таблицю 3.3 заносяться розрахованні значення бюджету потужності.
Таблиця
3.3 – Розрахунок бюджету потужності
Рівень потужності лазерного діода |
46дБ |
Втрати потужності при вводі |
3дБ |
Втрати в 2х рознімних з’єднувачах (2х1) |
2дБ |
Втрати в 40 нерознімних з’єднувачах (40х0,1) |
4дБ |
Згасання у волокні (11,7км х 2,9дБ/км) |
33,9дБ |
Сумарні втрати в тракті |
42,9дБ |
Проектування лінії передачі можна вважати закінченим. Сукупність вибраних компонентів функціонує в межах бюджетів часу наростання і потужності системи. У цьому прикладі чутливість приймального пристрою була прийнята відомою. У багатьох випадках це відбувається, зокрема, коли приймальний пристрій був попередньо розробленим і протестованим. В іншому випадку чутливість приймального пристрою має бути розрахована. Отже, вибраний запас за потужністю рівний 3 дБ, на можливі пошкождення кабелю, старіння лазерного світлодіоду.
3.6 Економічний розрахунок витрат на побудову лінійного тракту
Для розрахунку економічних витрат на систему потрібно підрахувати загальну вартість НРП, а також вартість кабелю, оскільки вибрано опто-волоконний кабель типу БМ марки ОКЛ, що має високий коефіцієнт згасання на кілометр. Тому кількість НРП на 95 км лінійного тракту складає 8, а ОРП – 1. Далі розраховується вартість НРП за формулою:
,
(3.23)
де I – вартість одного НРП.
Підставляючи дані у формулу (3.23), можна отримати:
.
Отже, 44 тис.грн. – вартість усіх НРП.
Далі розглядається вартість кабелю, що розраховується за формулою:
(3.24)
де
- вартість волокна за кілометр.
За формулою (3.24) розраховується вартість кабеля.
.
Отже, вартість кабеля складає 950 тис.грн.
Загальні витрати на лінійний тракт зв’язку складуть:
(грн.).
Оскільки ЦСП прокладається опто-волоконною лінією зв’язку, виграш у меншій кількості НРП, що не суттєво впливає на загальну вартість усієї системи, тому що волокна набагато дорожча ніж вартість НРП. Якщо врахувати, що витрати на прокладання лінійного тракту, не перевищить вартість НРП, то можна оцінити рентабельність даного лінійного тракту. Тобто він є економічно вигідним, оскільки він окупиться протягом року.
3.7
Оцінка надійності лінійного тракту ЦСП
У цьому підрозділі розглядається можливість оцінити надійність лінійного тракту проектованої ЦСП за такими показниками: інтенсивність відмовлень, середній час напрацювання на відмовлення, імовірність безвідмовної роботи протягом доби, місяця і року, коефіцієнт готовності. Ці параметри важливі, оскільки вони визначають здатність системи виконувати задані функції з заданою якістю протягом деякого проміжку часу у визначених умовах.
Розраховується
інтенсивність відмовлень лінійного
тракту
.
ЇЇ визначають як суму інтенсивності
відмовлень НРП, ОРП і кабелю
за формулою [3]:
, (3.25)
де
і
– інтенсивність
відмовлень НРП і ОРП;
–
кількість
НРП і ОРП;
–
інтенсивність
відмови одного кілометру кабелю;
–
довжина
магістралі.
Отже, інтенсивність відмовлень лінійного тракту визначається за формулою (3.25) і рівна:
Середній час безвідмовної роботи системи дорівнює:
.
(3.26)
За формулою (3.26) визначається час безвідмовної роботи.
Отже, час безвідмовної роботи дорівнює 5,2 роки.
Далі для розрахунку ймовірність безвідмовної роботи протягом заданого проміжку часу Рсис(t) використовується формула:
Рсис(t)=
.
(3.27)
Ймовірність безвідмовної роботи системи протягом доби:
Рсис(24)=
0,9994;
Рсис(720)=
0,9842;
Рсис(8760)=
0,8247.
Коефіцієнт готовності, тобто середній час відновлення зв’язку при відмовленні системи визначається за формулою:
,
(3.28)
де
час
відновлення відповідно НРП, ОРП і кабелю.
Отже,
.
Отже, дані показники задовільняють ефективну роботу даної системи з високим середнім часом безвідмовної роботи системи, і з швидким часом відновлення зв’язку при відмовленні системи.
3.8 Розробка ситуаційного плану системи
У цьому розділі розглядаються загальні принципи прокладки оптичної магістралі і особливості прокладки ВОЛЗ між кінцевим обладнанням лінійного тракту Вінниця і кінцевим обладнанням лінійного тракту м. Кам’янець-Подільський.
Будівництво
волоконно-оптичної магістралі зв'язку
так само, як і електричних кабельних
ліній зв'язку, здійснюється
будівельно-монтажними управліннями
(БМУ), а так само пересувними
механізованими колонами (ПМК), в
системі яких організуются лінійні
ділянки.
Ряд істотних відмінностей в проведенні робіт на ВОЛЗ обумовлений так само своєрідністю конструкції ОК:
- критичністю до розтягуючих зусиль.
- малими поперечними розмірами і масою.
- великими будівельними довжинами.
- порівняно великими величинами загасання спайки ОВ.
- труднощами в організації службового зв'язку в процесі будівництва ВОЛЗ з ОК без металевих елементів.
При групуванні будівельних довжин кабелю виходять з того, щоб після викладення відходи кабелю були мінімальні. При цьому враховують довжини прольотів, запас ОК на монтаж. Довжина запасу кабелю для монтажу муфти повиннявинна станивити 10 м. з кожного боку при прокладці в грунт і 8 м. при прокладці в каналізації[8].
Специфікація прокладки ОК визначається нижчим рівнем механічного навантаження, що допускається до них, оскільки від неї залежить загасання ОВ.
Для скорочення числа з'єднань і відповідно втрат на стиках використовуються великі будівельні довжини ОК, що створює при їх прокладці додаткові навантаження. Щоб рівень навантаження не перевищував допустимої, необхідно приймати додаткові заходи і використовувати спеціальне устаткування. При прокладці кабелю повинні дотримуватися наступні правила:
- поза населеними пунктами і сільськими селищами - головним чином уподовж доріг, існуючих трас і меж полів сівозмін.
- у містах, робочих, дачних селищах - переважно на пішохідной частині вулиць (під тротуарами) і в смузі між червоною лінієй і лінією забудови.
Смуги земельних ділянок для будівництва кабельних ліній зв’язку уздовж автомобільних доріг слід розміщувати з виконанням наступних вимог:
- у придорожніх зонах існуючих автомобільних доріг, по можливості, поблизу їх меж смуг відведення і з урахуванням того, щоб лінії зв'язку, що знов будуються, не викликали необхідність їх преносу надалі при реконструкції автомобільних доріг.
- розміщення смуг земель зв'язку на землях найменше придатних для сільського господарства згодом забруднення викидами автомобільного транспорту.
Вибір оптимального варіанту траси кабельної лінії і його оцінку слід здійснювати виходячи з таких умов:
- мінімальної довжини траси.
- розміщення
траси, як правило, в обхід населених
пунктів.
- найменшого числа перетинів з автомобільними, залізними дорогами, з підземними спорудами і з водними перешкодами виконання найменшого об'єму робіт по будівництву лінійно - кабельних споруд.
- можливості максимального застосування при будівництві лінії, механізмів і кабелеукладочної техніки.
- забезпечення кращих умов експлуатації лінійних споруджень і надійної їх роботи.
Вибір траси кабельної магістралі проводиться на основі аналізу топографічної карти Вінницької та Хмельницької області. По даним, в ході аналізу видно, що магістраль проходитиме по смузі відведення уздовж автомобільної дороги Вінниця-Хмельницький-Кам’янець-Подільський. По всій довжині кабельна магістраль матиме шість перетини з водними перешкодами, і дев'ять перетинів з автомобільними дорогами що мають тверде і природне покриття.
Прохід водних перешкод здійснюватимуться в грунті по дамбам, спорудженим через дані перешкоди.
Переходи доріг повинні здійснюватися шляхом буріння або горизонтального проколу з подальшою закладкою пластмасових або асбестоцементних труб і протяжку через них кабелю.
Структурна схема кабельної магістралі складається з крайових пунктів (ОП), обслуговуваних і необслуговуваних пунктів (ОРП і НРП) регенерацій, а також кабельних ділянок (що сполучають пункти регенерацій ) званих ділянками регенерації (ДР).
Загальна довжина магістралі з урахуванням напуску кабелю на з’єднуючі муфти і з урахуванням переходів всіх перешкож дорівнює 94 кілометрів. Ця довжина перевищує номінальну довжину регенераційної ділянки , тому на магістралі потрібна установка регенератора.
Оскільки
кабелі, які братимуться на розгляд
і проектування даної системи, не мають
металевих жил для організіції
дистанційного живлення, то найдоцільніше
встановити ОРП в ЛАЦ вузла зв'язку
проходження
кабельної магістралі, що знаходиться
на шляху . На основі топографічного
аналізу вибирається станція Дунаєвці.
Таким чином, траса розбивається на дві ділянки регенерації, довжина яких складає:
- Хмельницький - Дунаєвці - 66 км.
- Дунаєвці - Кам’янець-Подільський - 29 км.
Така установка НРП є найбільш вигідною, тому, що відпадає необхідність організації дистанційного живлення, а відповідно це веде до спрощення технічної експлуатації системи.
Далі розробляється скелетна схема траси прокладання. Ділянка усієї траси розбивається на 9 ділянок на кінцях, яких будуть розміщенні НРП.
1. Хмельницький - Скарженці
Прокладка кабеля в місті Хмельницький буде відбуватися вздовж кабельної каналізації і довжина її рівна 5 км. Далі вздовж траси державного призначення М-20 по рівнинній місцевості буде проводитися прокладка кабеля кабелеукладачем і довжина ціїєї ділянки рівна 6 км. На цій ділянці буде зустрічається річка Вовк, через яку на буде прокладений кабель на дні водоймища, ширина річки дорівнює 20 м. Далі в смт Скаржинці прокладка кабеля буде здійснена за допомогою екскаватора, і її довжина рівна 1 км. Отже загальна довжина регенаційної ділянкки рівна 12 км.
Скаржинці – Глушковці
На даній ділянці будуть розміщуватись 2-а НРП. Місцевість рівнинна, малозаселена. Ділянка між НРП1 і НРП2 характеризується наявністю перетину дороги, тому прокладка відбуватиметься за допомогою буріння. Перетин річки Вовчок на дні якої буде прокладатися кабель. Вздовж траси державного призначення М-20, кабель буде прокладатися за допомогою кабелеукладчика. Довжина цієї ділянки складатиме 9 км. А ділянка між НРП2 і НРП3 характеризується рівниною з перетином дороги з універсальним покриттям, і р.Сутківці. Тому через цю дорогу будується горизонтальний прокол з подальшою закладкою пластмасових або асбестоцементних труб і протяжку через них кабелю довжиною 30 м. А кабель через р.Сутківці буде прокладатися на її дні. Ширина річки 20 м. Довжина цієї регенераційної ділянки складатиме 10 км. Загальна довжина ділянки рівна 19 км.
Глушківці – Дунаєвці.
Ця ділянка розбивається на на на 3-и ділянки між НРП3 і ОРП.
Далі розглядається ділянка між НРП3 і НРП 4. Місцевість рівнинна, слабозаселенна. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між НРП3 і смт. Слободківці і НРП 4 вздовж траси державного призначення М-20, і довжина складатиме 7 км. Вздовж смт. Слободківці кабель буде прокладатися за допомогою екскаватора, і довжина складатиме 3 км. Отже, довжина між НРП3 і НРП4, рівна 10 км.
Далі
розглядається ділянка між НРП4 і НРП 5.
Місцевість рівнинна, слабозаселенна.
На всій довжині зустрічаються перетини
з дорогою і через 
річку
Студениця. Прокладка кабелю проводиться
кабелеукладачем на ділянці між НРП4 і
смт. Митківці і НРП 5 вздовж траси
державного призначення М-20, і довжина
складатиме 9 км. Через смт. Мицівці
кабель буде прокладатися вручну, і
довжина складатиме 2 км. Прокладення
кабелю через річку Студениця буде
здійснюватись шляхом положення кабелю
на дно водойми. Ширина водойми – 100 м. А
прокладка кабеля через дорогу буде
здійснюватись шляхом буріння, ширина
дороги 20 м. Отже, довжина між НРП4 і
НРП5, рівна 11 км.
Далі розглядається ділянка між НРП4 і ОРП. Місцевість рівнинна. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між НРП5 і м.Дунаєвці вздовж траси державного призначення М-20, довжина складатиме 8 км. В м.Дунаєвці розміщується ОРП, і прокладка кабелю буде здійснюватись в кабельній каналізації, довжиною 4 км . Отже, довжина між НРП5 і ОРП, рівна 12 км.
Загальна довжина ділянки Глушківці – Дунаєвці, рівна 33 км.
Дунаєвці – Кам’янець-Подільський
Ця ділянка розбивається на на на 4-и ділянки між ОРП і КОЛТ м. Кам’янець-Подільський.
Розглядається ділянка між ОРП і НРП 6. Місцевість характеризується рівниною, і невеликими ділянками лісу. Через перетин ЛЗ дорогою тереиторіально-місцевого Т-2008 значення проводиться буріння шириною 20 м. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між ОРП і НРП 6 вздовж траси державного призначення М-20, довжина складатиме 6 км.
Далі розглядається ділянка між НРП6 і НРП7. Місцевість рівнинна. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між НРП6 і смт.Маків і НРП 7 вздовж траси державного призначення М-20, довжина складатиме 10 км. В смт.Маків, прокладка кабелю буде здійснюватись за допомогою ескаватора, довжиною 2 км . Отже, довжина між НРП6 і НРП7, рівна 12 км.
Далі розглядається ділянка між НРП7 і НРП8. Місцевість низовина. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між НРП7 і НРП8 вздовж траси державного призначення М-20, довжина складатиме 6 км. Через дорогу М-20 державного призначення будується горизонтальний прокол з подальшою закладкою пластмасових або асбестоцементних труб і протяжку через них кабелю довжиною 30 м. Отже, довжина між НРП7 і НРП8, рівна 6 км.
Далі розглядається ділянка між НРП8 і КОЛТ м. Кам’янець-Подільський. Місцевість рівнинна. Прокладка кабелю проводиться кабелеукладачем на ділянці між НРП7 і м Кам’янець-Подільський. вздовж траси державного призначення М-20, довжина складатиме 2 км. Прокладка кабеля в місті Кам’янець-Подільський буде відбуватися вздовж кабельної каналізації і довжина її рівна 3 км. Отже, довжина між НРП8 і КОЛТ м. Кам’янець-Подільський, рівна 5 км.
Загальна довжина ділянки рівна 29 км.
Загальна довжина траси дорівнює 95 км.
Отже, за допомогою кабелеукладчика без урахування нерівностей прокладається - 76 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 77,52км.
За допомогою екскаватора без урахування нерівностей прокладається - 5 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 5,1 км.
Вручну без урахування нерівностей прокладається - 2 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 2,04 км.
На дно водойм без урахування нерівностей прокладається - 0,15 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 0,171 км.
Через кабельну каналізацію без урахування нерівностей прокладається - 12 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 12,66 км.
За допомогою буріння без урахування нерівностей прокладається – 0,1 км. траси, з урахуванням нерівностей, довжина рівна 0,105 км.
Отже, загальна довжина кабеля що прокладається без урахування нерівностей дорівнює 95,24 км., а з урахуванням нерівностей буде рівна – 97,135 км.
Вибрана траса і структура проектованої магістралі представлена в додатку В.
Отже, в даному розділі описана топологія траси і приведена її структура.
Розробка електричної схеми кодера
4.1 Розробка структури кодера
Кодер ДМ призначений для перетворення сигналів первинної групи АСП в сигнали ЦСП. Структурна схема кодера ДМ складається з наступних основних блоків: фільтр нижніх частот (ФНЧ), диференційний підсилювач (ДП), пороговий пристрій (ПП), генератор тактових імпульсів (ГТІ), інтегратор (І). Структура кодера ДМ наведена на рисунку 4.1.
Рисунок 4.1 – Структура кодера ДМ
4.2 Електричний розрахунок основних елементів кодера
Спочатку розраховується фільтр нижніх частот. ФНЧ призначений для виділення смуги частот первинної групи АСП. В якості ФНЧ доцільніше використовувати фільтр, який може також забезпесити підсилення в смузі пропускання; забезпечуюти розв’язання входу від виходу; просто налаштовувалися, і мати недорогу вартість.[6]
Виходячи з вище наведених переваг, у якості ФНЧ доцільно обрати активний фільтр Чебишева реалізований на операційному підсилювачі, що зображено на рисунку 4.2.
Рисунок 4.2 – Фільтр з характеристикою Чебишева на операційному підсилювачі
Для
схеми, зображеної на рисунку 4.2
підберається операційний підсилювачач
по наступним
параметрам: напруга живлення
,
частота одиничного пыдсилення
,
коефіцієнт
підсилення
.
Коефіцієнт передачі фільтра в смузі
пропускання повинен бути більшим за 1,
оскільки вхідний сигнал необхідно
підсилити для нормального режиму роботи
всього кодера. Тому, прийемо
.
Нехай R1=R2=100 Ом, тоді значення С1 визначаються як:
,
(4.2)
де
– частота
зрізання фільтра .
Підставивши R1=100 Ом в формулу (4.2), можна отримати:
С1=
Далі розраховуються, значення опорів R3,R4, за формулою:
.
(4.4)
Нехай R4=40 кОм. Тоді підставляючи чисельне значення у формулу (4.4), можна отримати:
.
Вибір елементів проводиться на вітчизняній базі, оскільки їх ціна нижча, ніж у зарубіжних. У порівнянні за характеристиками надійності, вітчизняна елементна база не відрізняється від зарубіжної.
Отже, вибір елементів згідно стандартного ряду номіналів:
R1, R2: С2-23-100Ом-0,125Вт±10%;
R3: С2-23-18кОм-0,125Вт±10%;
R4: С2-23-39кОм-0,125Вт±10%;
С1,С2: К10-23-16В-47 пФ ±5%.
Для реалізації фільтра обирається ОП ОР275, параметри якого наведено у таблиці.
-
Параметри
ОР275
Rвх, кОм
500
Rвих, Ом
0,2
f1, МГц
260
Кu, дБ
67
Uж, В
±5
Необхідно розрахувати диференційний підсилювач, який будується на операційному підсилювачі, що повинен бути досить швидкодійним. Операційний підсилювач реалізовано на мікросхемі HA2060 фірми Hitachi.
Електричні параметри HA2060:
Коефіцієнт підсилення напруги К,дБ……….……..60
Частота одиничного підсилення, МГц….………..200
Вхідний опір, МОм……………………......................1
Напруга
живлення, В……………………………..
15
Струм споживання, мА………………………………6
Схема диференційного підсилювача зображена на рисунку 4.4:
Рисунок 4.4 – Диференційний підсилювач на ОП
Розрахунок номіналів елементів для диференціального підсилювача виконується за наступними формулами:
К = R3 / R1, (4.6)
К = (R4 / R2) + 1. (4.7)
Нехай R1= R2=1 кОм, тоді за вищевказаними формулами розраховуються значення опорів R3 та R4:
R3 = К · R1 = 15 · 1000 = 15 (кОм),
R4 = R2 (К - 1 ) = 1000(15 - 1) = 14000 (кОм).
Вибір елементів здійснюється згідно стандартного ряду номіналів[8]:
R1: МЛТ – 0,125Вт – 1к + 5%,
R2: МЛТ – 0,125Вт – 1к + 5%,
R3: МЛТ – 0,125Вт – 15к + 5%,
R4: МЛТ – 0,125Вт – 15к + 5%.
Розраховується
пороговий пристрій, що реєструє логічні
рівні (“0”
чи
“1”)
на своєму вході. Схематично порогів
пристрій реалізується за допомогою
D-тригера,
якому на вхід D
надходить сигнал з диференційного
підсилювача, а на вхід С надходять
імпульси від генератора тактових
імпульсів з частотою 36,337 МГц[6,8].
Таблиця
4.2 – Параметри D-тригерів
-
Тип мікросхеми
SW7474N
КР1531ТМ2
DM54AS175J
Uж, В
5
5
5
Iсп, мА
35
16
3,8
Fт, МГц
150
125
200
Отже, для порогового пристрою обирається мікросхема DM54AS175J[8], яка забезпечує головний параметр Fт.
Далі проводиться розрахунок інтегратора, призначеням якого є використання в схемах управління в тих випадках, коли потрібно вирішувати диференційне рівняння або потрібно визначити інтеграл напруги. Вхідним сигналом інтегратора є послідовність імпульсів від порогового пристрою з частотою 36,337 МГц. Схема даного інтегратора реалізується на ОП, рисунок 4.6. Даний інтегратор будується на мікросхемі HA2060 фірми Hitachi[8].
Рисунок
4.6 – Інтегратор, побудований на ОП
Стала часу τ для даного інтегратора розраховується за формулою:
.
(4.8)
Отже, підставивши числові значення у формулу (4.8):
(с).
(4.9)
Розрахунок значення ємності для інтегратора буде за формулою, наведеною нижче, при умові, що R1=1 кОм:
(Ф).
(4.10)
Вибір елементів здійснюється згідно стандартного ряду номіналів[8]:
R1: МЛТ – 0,125Вт – 1к + 5%,
С1: К10 – 23 - 16В – 87нФ ± 5%.
4.3 Розрахунок загальної потужності споживання кодера
Нижче у таблиці 4.3 наведено номінали струма споживання елементів схеми кодера.
Таблиця 4.3 – Дані струму споживання елементів
Назва мікросхеми |
IСП, мА |
КД140УД12 |
0,23 |
НА2060 |
6 |
DM54AS175J |
3,8 |
Загальна потужність споживання кодера дорівнює сумі споживаних потужностей всіх його складових елементів, тобто:
Р∑=РФНЧ+РДП+РПП+РІ=
=
=0,2
(Вт) (4.11)
З результатів розрахунків потужності кодера слідує, дана система передавання являється малопотужною, тобто енергоекономною.
Схема електрична принципова кодера наведена в графічній частині 08-42.КП.012.00.000.ЕЗ формат А3.
4 Розробка кодера системи
4.1Структурна електрична схема кодера
У даному підрозділі представлено опис структурної схеми 9-ти розрядного ІКМ-кодера.
У основу побудови кодера покладений метод нерівномірного квантування.
Структурна схема кодера представлена у додатку Г і містить наступні вузли:
- фільтр нижніх частот;
- компресор;
- аналого-цифровий перетворювач;
- генератор тактових імпульсів.
Опис роботи структурної схеми кодера:
Вхідний сигнал поступає на вхід фільтра нижніх частот, частота зрізу якого 1292 кГц, що відповідає верхній частоті вхідного сигналу. Далі сигнал потрапляє на аналого-цифровий перетворювача паралельно типу. Паралельний АЦП є самим швидкодіючим зі всіх, оскільки компаратори працюють одночасно. Але є вельми істотний недолік. Як було сказано вище, розрядність такого АЦП визначається числом компараторів. Для 10-ти розрядного АЦП знадобиться 210-1 = 1023 штук. Звідси витікає висока вартість паралельних АЦП. Генератора тактових імпульсів, керує роботою АЦП.
Оскільки частота дискретизації вхідного сигналу обрана 2,7 МГц, то для обробки такого сигналу потрібний АЦП з часом перетворення близько 370 нс, а АЦП, що застосовують паралельні методи обробки, забезпечують таку швидкодію.
Далі сигнал поступає на цифровий компресор, що зжимає кодову послідовність.
4.2
Розробка принципової електричної схеми
кодера з обгрунтуванням елементної
бази
ФНЧ доцільно побудувати на основі активних фільтрів на операційних підсилювачах. Фільтр нижніх частот призначений для подавлення високочастотних складових сигналу. В якості ФНЧ оберемо активний фільтр, який має наступні переваги у порівнянні з пасивним:
1) в них використовуються тільки опори та ємності, тобто активні компоненти;
2) вони відносно дешеві;
3) можуть забезпечувати підсилення в смузі пропускання;
4)
вони забезпечують розв’язання входу
з виходом;
5) активні фільтри відносно легше настроювати;
6) такі фільтри є високо добротними;
7).......озабезпечують малий розкид параметрів на результуючу характеристику.
При виборі активного фільтра, розглядаються існуючі фільтри.
Фільтр Баттерворта забезпечує максимально плоску характеристику АЧХ у смузі пропускання, але це досягається за рахунок повільної зміни характеристики в перехідній області.
Фільтр Бесселя не викликає ефектів викидів при проходженні через такий фільтр імпульсних сигналів, але крутість нахилу АЧХ у фільтрі найменша у порівнянні з фільтром Баттерворта.
Фільтр Чебишева допускає нерівномірність в смузі пропускання, але при цьому значно зростає крутість АЧХ в перехідній області. Тобто в перехідній області крутість АЧХ – максимальна, але є пульсація.
Фільтр Баттерворта має монотонну АЧХ, яка описується виразом:
,
(4.1)
де
-
частота зрізання;
n – порядок фільтра.
Отже, порядок фільтра наближає АЧХ до ідеальної. Таким чином, в якості ФНЧ обирається фільтр Баттерворта четвертого порядку, схема якого зображена на рисунку 4.1. Це обумовлено тим, що цей фільтр має найкрутіший спад частотної характеристики в зоні згасання, при допустимій нерівномірності в смузі пропускання. А це є головним чинником точності відтворення вхідного сигналу.
Схема фільтра показана на рисунку 4.1.
Рисунок 4.1 – Схема ФНЧ
Для
схеми, зображеної на рисунку 4.1 підберається
операційний підсилювачач по таким
параметрам:
,
,
,
.
Коефіцієнт передачі фільтра в смузі
пропускання повинен бути більшим за 1,
оскільки вхідний сигнал необхідно
підсилити для нормального режиму роботи
всього кодера. Тому,
.
Нехай R1=R2=50 кОм. Даний фільтр є – фільтром Баттерворта, тоді значення С1 визначаються як:
,
(4.2)
де fc – частота зрізання фільтра .
Підставивши R1=50 кОм в формулу (4.2), можна отримати:
С1=
=2,465
(Ф).
Отже, С1=2,465 пФ.
Значення С2 визначаються як:
(Ф).
(4.3)
Підставивши R2=50 кОм в формулу (4.3), можна отримати:
С1= =2,465 .
Отже, С1=2,465 пФ.
Далі розраховуються, значення опорів R3,R4, за формулою:
. (4.4)
Нехай R4=40 кОм. Тоді підставляючи чисельне значення у формулу (4.4), можна отримати:
.
Вибір елементів проводиться на вітчизняній базі, оскільки їх ціна нижча, ніж у зарубіжних. У порівнянні за характеристиками надійності, вітчизняна елементна база не відрізняється від зарубіжної.
Отже, вибір елементів згідно стандартного ряду номіналів:
R1, R2: С2-23-47кОм-0,125Вт±10%;
R3: С2-23-18кОм-0,125Вт±10%;
R4: С2-23-39кОм-0,125Вт±10%;
С1,С2: К10-23-16В-2,4 пФ ±5%.
У таблиці 4.1 наведено параметри операційних підсилювачів[10].
Таблиця 4.1 – Основні параметри операційних підсилювачів
Тип мікросхеми |
К140УД1А |
К1401УД4 |
К140УД12 |
К153УД1А |
RВХ, МОм |
0,004 |
0,4 |
5 |
0,2 |
Коефіцієнт підсилення напруги (К) |
>500 |
>50000 |
>25000 |
>15000 |
Частота одиничного підсилення, МГц |
>3 |
>2,5 |
>0,3...1 |
>1 |
RВИХ, Ом |
700 |
1000 |
(1...5)103 |
200 |
|
6,3 |
±15 |
3... 18 |
15 |
|
4,2 |
10 |
0,23 |
6 |
,
В
,
мАВиходячи з табличних значень операційних підсилювачів оберемо мікросхему КМ1401УД4[9], тому що дана мікросхема має достатню високу частоту одиничного підсилення. Також дана схема має найменшу потужність споживання, що в цілому зменшить енерговитрати кодеру.
У таблиці 4.2 наведені основні параметри швидкодійних АЦП.
Таблиця 4.2 – Основні параметри АЦП
Тип мікросхеми |
ТDA8763M |
ТDA8761A |
ТDA8766G |
Розрядність |
10 |
9 |
12 |
Тактова частота, МГц |
40 |
140 |
120 |
, В |
+5 |
+5 |
+5 |
, мА |
7,5 |
13 |
14 |
В Україні виробництво електронної апаратури майже зупинилось, а використання застарілої призведе до неефективності і недоцільності даної розробки. Тому мікросхему 9-ти розрядного АЦП (TDA8761A, параметри якої наведено в додатку Е) підібрано на основі зарубіжної елементної бази.
Сигнал перетворюється з аналогового в цифровий код за допомогою мікросхеми – ТDA 8761A фірми виробника Philips[12].
Функціональні можливості даної мікросхеми – 9-и розрядний аналого-цифровий перетворювач паралельного типу, який забезпечує високу швидкодію.
Головним параметром за яким вибирається АЦП є розрядність і максимальна частота дискретизації, що дорівнює для даної мікросхеми 140 МГц.
Інші параметри приведені в додатку Е.
За схемою включеня даної мікроссеми до виводів 6,7,9 під’єднуються ємності С4= С5 =С6=100 нФ.
Вибір елементів здійснюється згідно стандартного ряду номіналів:
С4,
С5,
С6:
К40-11-25В -100нФ±20%;
Генератор тактових частот вибирається, на базі ІМС К531ГГ1 що включає в себе два ідентичних мультивібратора. Для розрахунку частоти вихідного імпульсу використовують формулу[13]:
.
(4.5)
Підставивши
МГц
в формулу (4.5), можна отримати:
.
Отже, вибір С3 відбувається на вітчизняній базі.
С3: КДО-1-П100-250В -4,7пФ±5%;
Отже, вибір елементів дозволяє скласти схему електричну принципову кодера ІКМ, що зображена у додатку Д.
У таблиці 4.3 приведенні типи постійно запам’ятовуючих пристроїв та їх основні параметри.
Табляця 4.3 – Основні параметри ПЗП
Тип мікросхеми |
ADSP-2195M |
ADSP-2186L |
ADSP-2185 |
Ємність, біт |
80 |
24 |
16 |
Тактова частота, МГц |
160 |
40 |
120 |
, В |
+5 |
+5 |
+3,3 |
Вибір компресора здійснюється на базі постійно запам’ятовуючого пристрою ADSP-2195M. Цей елемент вибирається з зарубіжної елементної бази, тому не існує вітчизняних ПЗП які б працювали на частоті вищій ніж 120 МГц. Характеристики наведені у додатку Ж.
Даний
ПЗП дозволяє забезпечити А-закон
компресії. Для зменшення відношення
сигнал-шум квантування використовують
нерівномірне
квантування, коли менші рівні сигналу
квантуються з меншим кроком, а більші
- з більшим.
Нелінійне кодування здійснюється у відповідності з нелінійною амплітудною характеристикою, яка є 16-ти сегментною апроксимацією квазілогарифмічної функції. Амплітудна характеристика складається з 16-ти відрізків по 8 у кожній половині біполярної характеристики (L0- L8). Сегменти -L1, -L0, L0, L1 мають однаковий кут нахилу, тому їх вважають єдиним сегментом, а характеристику компресії 13-ти сегментною. У межах кожного сегмента розміщено рівномірно по 16 кроків квантування K=0..15.
У 9-ти розрядному нелінійному коді 1 біт кодового слова d1 вказуєна полярність сигналу; d2 ,d3 ,d4 – двійкове подання номера сегмента, останні 5-ть розрядів d5 ,d6 ,d7,d8,d9 – двійкове подання номера кроку квантування у межах сегмента K=0..15. Крок квантування q змінюється при переході від сегмента до сегмента і в залежності від номера сегмента визначається:
,
(4.6)
(4.7)
Процес перетворення вхідного АІМ сигналу у цифровий код відбувається за 8 тактів:
Формування знаку d1. Якщо Uвх<0, то d1=0; якщо Uвх>0, то d1=1.
2-4. Формування коду номера сегмента d2 ,d3, d4,.
5-8. Формування рівня квантування у межах сегмента від d5 по d8.
L
Uобм
Рисунок 4.6 – Амплітудна характеристика компресора
Далі будується таблиця 4.4 прошивання ПЗП, за А-законом компресії.
Таблиця 4.4 – Прошивання ПЗП
Кодова послідовність d1-d4 |
Вихідна кодова послідовність з ПЗП |
1 |
2 |
0000 |
000100000 |
1000 |
100100000 |
0001 |
001000001 |
1001 |
101000001 |
0010 |
001100010 |
1010 |
101100010 |
0011 |
010000011 |
1011 |
110000011 |
0100 |
010100100 |
1100 |
110100100 |
0101 |
011000101 |
1101 |
111000101 |
0110 |
011100110 |
1110 |
111100110 |
Продовження таблиці 4.4
1 |
2 |
0111 |
100000111 |
1111 |
000000000(скид) |
Даний компресор є цифровий. Принцип роботи: кодова послідовність що утворилася з виходу АЦП надходить на шину адрес в ПЗП, де за допомогою А-закону компресії кодова послідовність зжимається і надходить на шину даних де формується код що представлений у таблиці 4.4. Розрядність при цьому залишається сталою.
Далі потрібно перетворити паралельну кодову послідовність в послідовну. Це можливо здіснити за допомогою регістру зсуву.
У таблиці 4.5 приводяться основні параметри регістрів зсуву.
Таблиця 4.5 – Характеристики регістрів
Параметри |
К176ИР10 |
К1531ИР22 |
|
К1500ИР141 |
Розрядність |
18 |
8 |
8 |
10 |
Струм споживання Ісп ,мА |
40 |
40 |
50 |
20 |
Гранична частота
|
50 |
140 |
140 |
300 |
PB74HC164
,
Мгц
Отже, найкращі параметри по граничній частоті мають мікросхеми PB74HC164 і К1531ИР22. Отже, вибирається регістр К1531ИР22, що має меншу споживану потужність і дана мікросхема є елементом вітчизняної бази, ТТЛ логіки.
4.3
Розрахунок загальної потужності
споживання кодера
Загальної потужність споживання кодера визначається за формулою:
(4.8)
де
- потужність споживання ФНЧ;
- потужність споживання компресора;
- потужність споживання АЦП;
- потужність регістра.
Потужність ФНЧ визначається максимальною споживаною потужності операційного підсилювача КМ1401УД4, що дорівнює 27 мВт.
Потужність компресора визначається максимальною споживаною потужністю ПЗП ADSP-2195M, що дорівнює 60 мВт.
Потужність
АЦП визначається максимальною споживаною
потужності мікросхеми ТDA8716A,
що дорівнює 165 мВт.
Потужність регістра визначається максимальною споживаною потужності мікросхеми К1531ИР22, що дорівнює 20 мВт.
Підставивши числові значення в формулу (4.8), можна отримати:
(мВт).
Отже, загальна потужність дорівнює 272 мВт. Отримана сумарна потужність є допустимо-споживаною для створеного кодера. Таким чином, було розроблено кодер, який характеризується малою енергоємкістю, високою економічністю.
Схема електрична принципова модулятора наведена в графічній частині креслень, код 08-37.КП.004.00.000 Е3 формату А3.
Сигнал ТГ АСП з контакта 2 роз’єма ОНц-КГ-4-5/16-Р поступає на вивод 4 операційного підсилювача КМ1401УД4. Далі сигнал з вивода 7 операційного підсилювача КМ1401УД4 поступає на вивод 8 АЦП ТDA8761A. З виводів 17-25 АЦП ТDA8761A знімається 9-ти розрядний паралельний код, який поступає на виводи 1-9 ПЗП ADSP-2195M. Далі з виводів 17-25 ПЗП ADSP-2195M 9-ти розрядний паралельний код поступає на виводи 3,4,5,6,7,8,9,12,13 регістра К1531 ИР22. Вихідний послідовний код знімається з вивода 9 регістра К1531 ИР22, і подається на контакт 1 роз’єма ОНц-КГ-4-5/16-Р.
5 Комп’ютерне моделювання
5.1 Обгрунтування вибору пакета прикладних програм для проведення моделювання
Для
моделювання кодера ІКМ потрібно
визначитися із системою моделювання,
в якій проводитиметься моделювання
заданого пристрою.
Станом на 2006 рік існує багато моделюючих систем проектування електронних схем. Зокрема такі, як MicroCap 6, Electronics Worckbench 5.0c, Circuit Maker 6.5 та інші. Кожна із цих програм направлена на різнобічний аналіз електронних схем, має свій специфічний інтерфейс, точність аналізу тощо.
Micro Cap 6 програмний пакет, що має більш ширші можливості по дослідженню параметрів схем, за постійним, змінним струмами, гармонічний аналіз. Є можливість визначати напрям протікання струмів в схемі і карти напруг, розсіюванні потужності, при натискуванні одної кнопки. Для користувача є один недолік – це незручний інтерфейс вводу схеми електричної принципової.
Circuit Maker 6.5 дозволяє проводити ті ж дослідження що і Micro Cap 6, але в реальному часі, що викликає деякі труднощі у користувача, адже потрібно інколи побачити статичну картину.
Electronics Worckbench 5.0c - програмний пакет, що має ті ж можливості, як і Micro Cap 6, але має зручніший візуальний інтерфейс. Підключення вимірювальних приладів до елементів схеми проводиться напряму і виміри по цій схемі відбуваються як у реальній лабораторії, це є зручніший спосіб, а ніж вказувати у складній формулі точки, згідно яких проводять виміри. Ще одна зручність – перевірка на дієздатність при дії дестабілізуючих факторів. Пакет сам повідомляє про помилки, які виникли при складанні системи: коротке замикання (КЗ), розрив, неповне КЗ (струми втрат). Є велика бібліотека елементів. Для елементів є можливість зміни їх параметрів. Єдиним недоліком цього пакету є відсутність вітчизняної елементної бази. Даний пакет підримує мінімальні вимоги на систему, тобто для процесора з тактовою частотою 300 МГц і вище, даний комп’ютер на якому проводиться моделювання задовільняє ці вимоги.
Отже оберається, моделююча система Electronics Worckbench 5.0c тому, що вона задовільняє параметри комп’ютера, і проводить вимірювання з достатньою точністю.
5.2 Вибір моделей компонентів
Вибір пасивних елементів. У системі Electronics Worckbench 5.0c для вибору моделей пасивних елементів потрібно вибрати зображення резистору, конденсатору, котушки, і в вікні їх фізичних параметрів задати номінал у системі СІ. , операційні підсилювачі, АЦП, і ЦАП вибираються з ідеальними характеристиками.
5.3 Аналіз моделі пристрою
Отже розглянемо параметри моделі кодера ІКМ представленої на рисунку 5.1.
Рисунок 5.1 - Модель кодера ІКМ.
Отже, дана модель зображена на рисунку 5.1 повинна працювати правильно, оскільки всі елементи підібрані згідно розрахунків, що проводилися у розділі 4. На вхід подається сигнал АСП третинної групи з смугою частот 812..2044 кГц., і амплітудою 10 В.
5.4 Моделювання пристрою
Для кодера ІКМ основною характеристикою є осцилограма вихідного сигналу. Що зображається, на рисунку 5.2
Рисунок 5.2 – Осцилограма вихідного сигналу з кодера ІКМ
З
рисунка 5.2 видно , що кодер видає 9-ти
розрядний код ІКМ.
Далі складається схема, з декодером ІКМ, що показана на рисунку 5.3
Рисунок 5.3 – Схема кодера і декодера ІКМ
За допомогою цієї схеми, що зображена на рисунку 5.3 можливо переконатися, що кодер не спотворює сигнал і є можливість відтворити первинний сигнал за допомогою вихідної кодової групи з кодера. Для цього знімається осцилограма з виходу декодера, що зображена на рисунку 5.4.
Рисунок 5.4 - Осцилограма на виході декодера
З
рисунку 5.4 видно осцилограму яка знята
з вихода ФНЧ, з частотою 1014 кГц.
Коефіцієнт підсилення за визначається формулою:
(5.1)
де
- напруга на виході
ФНЧ;
- напруга на вході
ФНЧ.
Підставляючи чисельні значення у формулу (5.1), можна отримати:
.
Отже, коефіцієнт підсилення збігається розрахованим у пункті 4.
За допомогою спектрального аналізу Фур’є досліджується енергетичний спектр вихідного сигналу який зображений на рисунку 5.5 .
Рисунок 5.5 – Спектрограма вихідного сигналу
З рисунку 5.5 видно що сигнал на виході спотворенний і має додаткові гармоніки окрім основних. Частота зрізання фільтра 1,2 МГц, що відповідає ТЗ.
Коефіцієнт гармонік визначається за формулою:
(5.2)
Підставляючи дані в формулу (5.2), можна визначити:
Для заданих умов коефіцієнт гармонік дорівнює 1,6 що вказує на незначні спотворення в кодері, тобто допустиме значення коефіцієнта гармонік складає від 1 до 2.
Дослідження проводилось на всій смузі пропускання сигналу з різними кількостями гармонік.
5.5 Порівняння результатів проектування та моделювання з вимогами тз
Отримані та очікувані результати заводяться в таблицю 5.1.
Таблиця
5.1 – Очікувані та отримані результати
Параметри |
ТЗ |
Розраховані |
Отримані при моделюванні |
Fн…Fв, кГц |
812..2044 |
60..1292 |
50…1010 |
N |
9 |
9 |
9 |
M |
1..2 |
1,6 |
1,7 |
КuФНЧ |
|
1,5 |
1,55 |
Отже, в результаті моделювання підтверджуються результати які були отримані в попередніх розрахунках. Отже, моделювання підтвердило правильність вибору елементів і розробку структури кодера. Тому розрахований кодер доцільно використовувати в системі передачі.
Висновки
У даному курсовому проекті було розглянуто цифрову систему передавання сигналів АСП третинної групи, що передається волоконно-оптичним кабелем. За основу було взято систему передавання АЦО-ЧД-60, яка є найбільш вигідною по технічним і економічним критеріям, і забезпечує дуплексний режим передачі інформації.
Для забезпечення завадостійкості було вибрано код 2В2Т, що є оптимальним для даної системи.
Кількість каналів, розроблених на основі 5-ти систем АЦО, що передають їх в одному напрямку – рівна 5-ти, тобто збігається з кількістю каналів, що були задані в ТЗ.
В наступному розділі курсового проекту було проведено проектування цифрової лінії передачі, розраховано число НРП – 8, і число переприймань – 1, яке дорівнює тому числу, що обгрунтовано в ТЗ. Розрахована вартість системи не перевищує вартості, яку було задано в додатку А, а це означає що економічно доцільно застосовувати дану систему. Розраховано середній безвідмовної роботи системи, що дорівнює 5,2 роки. Даний час відповідає критеріям надійності роботи системи. А також було розраховано середній час відновлення зв’язку при відмовленні системи, що дорівнює 2,5 год. Це не призведе до тривалої втрати зв’язку, що є також досить важливим критерієм для кінцевого споживача.
Далі
було розроблено волоконно-оптичну
магістраль зв'язку Хмельницький –
Кам’янець-Подільський, згідно ТЗ її
довжина дорівнює 95 км. Приведенний
ситуаційний план місцевості у додатку,
де вказуються усі місця розташування
НРП і ОРП. Довжина кабеля розрахована,
згідно заданих допусків. Врахована
задана ймовірність помилки в лінійному
тракті, що дорівнює
.
Вона забезпечує досить точно і достовірно
передати інформацію в лінії зв’язку.
У наступному розділі розробленно кодер системи, спочатку на структурному рівні, а далі на рівні схеми електричної принципової. Вибір елементів проводився, як на базі вітчизняної апаратури, так і на зарубіжній. Зроблене моделювання кодера ІКМ, що підтвердило правильність усіх попередніх розрахунків.
Отримані результати і вимоги ТЗ заносяться до таблиці:
Таблиця – Порівняння параметрів системи з ТЗ
Параметр |
Необхідно |
Отримано |
1 |
2 |
3 |
Вид вхідних сигналів |
ТГ АСП |
ТГ АСП |
Режим зв’язку |
дуплексний |
дуплексний |
Продовження
таблиці
1 |
2 |
3 |
Тип модуляції |
ІКМ |
ІКМ |
Число каналів |
8 |
8 |
Число переприймань |
5 |
5 |
Ймовірність помилки в лінійному тракті |
|
|
Тип лінії зв’язку |
ОВ |
ОВ |
Довжина лінійного тракту |
95 км. |
95 км. |
Живлення |
220 В, 50 Гц |
220 В, 50 Гц |
Собівартість лінійного тракту |
1 500 000 грн. |
994 000 грн. |
Середній час безвідмовної роботи |
44 000 год. |
43 800 год. |
Середній час відновлення зв’язку |
3 год. |
2,5 год. |
Реалізація даного проекту буде вигідна для ТОВ „ІНФОДОМ”, оскільки проект буде максимально вигідним для організації з високим економічним потенціалом.
Література
Кириллов В.И. Многоканальные системы передачи. Учебник для вузов.-М.: Новое издание, 2002. – 750 с.
Гитлиц М.В., Лев А.Ю. Теоретические основы многоканальной связи. Учебное пособие для вузов.– М.: Радио и связь, 1985. – 240 с.
Скалин Ю.В., Бернштейн А.Г., Финкевич А.Д. Цифровые системы передачи: Учебник для техникумов. – М.: Радио и связь, 1988. – 272 с.
Бортник Г.Г. Системи передавання в електрозв’язу: Навчальний посібник. – Вінниця.: ВНТУ, 2006. – 138 с.
Жураковский Ю.П., Назаров В.Д. Каналы связи. Учебное пособие для втузов. – К.: Вища школа, 1985. – 232 с.
Стеклов В.К., Беркман Л.Н. Проектування телекомунікаційних мереж. – К.: Техніка, 2002 – 781 c.
Левин Л.И, Плоткин В.Я. Цифровые системы передачи. Учебное пособие для втузов. – К.: Вища школа, 1978. – 245 с.
Корнійчук В.І. Мосорін П.Д. Волоконно-оптичні компоненти, системи передачі та мережі. –О.: 2001 – 304 с.
Якубовский С.В. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник. 1-е изд. – М.: Изд. МЭИ, 1989. – 496 с.
Атаев Д.И., Болотников В.А. Аналоговые интегральные микросхемы для бытовой радиоаппаратуры: Справочник. 2-е изд. – М.: Изд. МЭИ, 1992. – 240 с.
Андрушко Л.М., Вознесенский В.А и др. Справочник по линиям связи/ Под. ред. С.В. Свечникова и А.М. Андрушко – К.: Техника, 1988 – 239 с.
http://www.chipinfo.ru
Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. 2-е изд. – М.: Радио и связь, 1989. – 352 с.