Федеральное агентство железнодорожного транспорта

Уральский Государственный Университет Путей Сообщения

Кафедра: Электрические машины

Курсовой проект.

«РАСЧЕТ ИМПУЛЬСНОГО ИСТОЧНИКА ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ»

Проверил: Выполнил:

Преподаватель ст. гр. ШМ-319

Сергеев Б.С. Анисимов С.Б.

Екатеринбург

2010

6. Расчет "бестрансформаторного" ивэп

6.1. Исходные данные для расчета

1) Максимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение) – Е_{с макс} = 270 В.

2) Минимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение) – Е_{с мин} = 160 В.

3) Частота сети переменного напряжения – f = 50 Гц.

4) Выходное напряжение ИВЭП – U_н = 5 В.

5) Пульсации выходного напряжения DU_н = 0,05 В.

6) Максимальный ток нагрузки ИВЭП – I_{н макс} = 5 А, максимальная выходная мощность Р_н = 25 Вт.

7) Пульсации напряжения на конденсаторе С_нч сглаживающего фильтра сетевого выпрямителя – DЕ_п = 50 В.

8) КПД ИВЭП – не менее h = 0,6.

9) Режим работы силового каскада – ПТ.

10) Частота преобразования ОПНО – f_пр = 30 кГц.

11) Максимальная температура окружающей среды – Т_окр = 40^оС.

12) Суммарная индуктивность рассеяния обмоток силового трансформатора TV – L_s = 1,5 мкГн.

13) Амплитуда увеличения импульса напряжения сток-исток силового транзистора преобразователя, возникающего за счет влияния индуктивности рассеяния обмоток трансформатора TV – DU_си = 60 В.

6.2. Порядок расчета

1) Определяем максимальное Е_{п макс} и минимальное Е_{п мин} значение постоянного напряжения питания силового каскада.

(6.1)

(6.2)

где U_д – падение напряжения на диоде сетевого выпрямителя, где принято, что U_д = 1 В.

2) Выбираем тип диода VD_c1,…VD_c4 сетевого выпрямителя.

а) Максимальное обратное напряжение на диодах равно максимальному выпрямленному напряжению:

U_{д обр} = Е_{п макс} = 381 В. (6.3)

б) Средний ток, протекающий через каждый из диодов, определяется:

(6.4)

Здесь величина h принимается равной 0,8, что является типичным значением для современных бестрансформаторных ИВЭП, которое лежит в пределах h - 0,75..0,85.

в) Диоды выбираются таким образом, чтобы для этих расчетных значений напряжений и токов выполнялся коэффициент запаса k_з < 0,7. Кроме того, необходимо учитывать наличие в сети возможных импульсных низкочастотных и высокочастотных перенапряжений, поэтому для сетевых выпрямителей желательно, чтобы допускаемые напряжения превышали расчетные в 2…3 раза по отношению к расчетным.

В нашем случае подходят диоды типа 2Д253Б, у которых максимально допустимое обратное напряжение U_{обр макс} = 800 В, а ток: I_ср = 1 А, U_{д пр} = 1,5 В, t_восст = 220 нс.

3) Рассчитываем емкость сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя конденсатора С_нч.

(6.5)

где m = 2 для однофазной сети переменного напряжения.

Учитывая, что обычно емкость электролитических конденсаторов имеет технологический разброс 20%, из номинального ряда емкостей выбираем: С_нч = = 33 мкФ.

Максимальное напряжение на этом конденсаторе:

U_{с нч макс} = Е_{п макс} = 381 В. (6.6)

Из номинального ряда напряжений выбираем конденсатор с максимально допустимым напряжением 450 В, а по справочнику выбираем тип конденсатора: К50-26, U_н = 450 В, С_н = 33 мкФ.

4) Рассчитываем максимальную скважность g_макс импульсов U_у, управляющих работой МДП транзистора VT_s:

(6.7)

где U_{си откр} – падение напряжения на открытом транзисторе VT_s, принимается равным U_{си откр} = 2…5 В

5) Рассчитываем силовой трансформатор TV.

а) Максимальный ток первичной обмотки w₁:

(6.8)

б) Действующее значение тока обмотки w₁:

(6.9)

в) Коэффициент трансформации силового трансформатора:

. (6.10)

где U_{д пр} – прямое падение напряжения на диоде VD_в.

г) Действующее значение тока вторичной обмотки w₂ и диода VD_в:

(6.11)

Действующее значение тока в обмотке управления w_су не рассчитывается в силу его малости.

д) Индуктивность первичной обмотки w₁ трансформатора TV:

(6.12)

е) Определяем число витков первичной обмотки w₁. Предварительно выбираем магнитопровод МП140 2´(К24´13´7). Для него средняя длина силовой линии l_ср = 5,8 см, площадь поперечного сечения сердечника равна S_с = 0,385 см², магнитная проницаемость m = 140.

(6.13)

Полученный результат следует округлить до ближайшего целого и желательно четного числа, поэтому w₁ = 94 витков.

Приращение рабочей индукции в сердечнике магнитопровода за время действия импульса тока первичной обмотки:

(6.14)

Индукция насыщения материала сердечника МП140 равна В_нас = 0,65 Тл. Она больше, чем рассчитанное приращение DВ, поэтому можно сделать вывод о том, что типоразмер магнитопровода выбран верно.

ж) Определяем коэффициент трансформации обмотки w_су питания схемы управления по отношению к обмотке w₁.

(6.15)

где U_су = 14 В – напряжение питания DA_су; U_{д су} – прямое падение напряжения на диоде VD_су.

и) Определяем число витков обмоток трансформатора TV.

(6.16)

Выбираем w₂ = 10 витков.

(6.17)

Выбираем w_су = 24 витка.

к) Определяем диаметр проводов обмоток и потери мощности в обмотках трансформатора.

Для уменьшения индуктивности рассеяния L_s необходимо равномерное распределение обмоток по поверхности тороидального магнитопровода и расположение их друг над другом с минимальным расстоянием. То есть толщина изоляции между обмотками должна быть минимальной. В рассматриваемом случае обмотку w₁ наматывают первой и далее наматывают обмотку w₂:

– диаметр провода с изоляцией определяют исходя из условия расположения обмотки w₁ виток к витку по внутренней окружности сердечника в один слой:

(6.18)

где d – внутренний диаметр выбранного сердечника магнитопровода.

Выбираем провод ПЭТВ-2 – 0,38 первичной обмотки. Его диаметр без изоляции равен d_1пр = 0,38 мм, сечение провода S_1пр = 0,1134 мм², а сопротивление 1 м провода (погонное сопротивление) – r_1пог = 0,152 Ом/м;

– определяем плотность тока в проводе обмотки w₁:

(6.19)

что удовлетворяет норме j_макс = 4 А/мм².;

– длина провода первичной обмотки

(6.20)

то есть l_1пр = 2,35 м;

– потери мощности в проводе обмотки w₁:

(6.21)

Такими малыми потерями мощности можно пренебречь;

– диаметр провода без изоляции вторичной обмотки

(6.22)

По диаметру d_2пр выбираем провод ПЭТВ-2 – 1,56. Его поперечное сечение S_2пр = 1,9113 мм², а погонное сопротивление r_2пог = 0,00917 Ом/м;

– с учетом наличия на сердечнике обмотки w₁ и межобмоточной изоляции длина провода вторичной обмотки находится

(6.23)

то есть l_2пр = 0,31 м;

– потери мощности в проводе вторичной обмотки

; (6.24)

– так как ток, протекающий по обмотке w₂, не превышает 10…20 миллиампер, то есть весьма мал, то для нее выбираем провод ПЭТВ-2 – 0,1 и расчета потерь мощности не делаем;

– вычисление потерь мощности в магнитопроводе является довольно сложной задачей. На этапе расчета эти потери считают равными потерями в проводах обмоток, то есть полные потери мощности в трансформаторе равны

Р_TV = 2(Р_1пр + Р_2пр) = 2´(0,06 + 0,21) = 0,54 Вт (6.25)

6) Выбираем тип транзистора VT_s и его энергетические характеристики.

а) Действующее значение тока стока транзистора равно току первичной обмотки w₁: I_w1 = I_с = 0,42 А. Максимум напряжения сток-исток транзистора будет иметь место непосредственно после его запирания.

(6.26)

где U_Ls – напряжение, вызванное накоплением тока в индуктивности рассеяния обмоток TV. На предварительном этапе расчета принимается: U_Ls = 25 В.

На основании расчетов по величинам U_{си макс} и I_с выбираем транзистор КП728С1, у которого U_{си макс} = 650 В, I_{с макс} = 4 А, R_{си откр} = 4 Ом, Р_макс = 75 Вт.

б) Статические потери мощности в транзисторе составляют:

(6.27)

где R_{си откр} – сопротивление транзистора VT_s в открытом состоянии при температуре +25^оС; Т_п = 120^оС – максимальная температура перехода транзистора; Т_окр = 40^оС – температура окружающей среды.

в) Поскольку рассчитываемый преобразователь предназначен для работы в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока I_{с макс и}, можно пренебречь.

Потери мощности при выключении транзистора VT_s зависят от времени спада тока стока (t_сп), которое, в свою очередь, определяется временными и амплитудными параметрами сигнала U_у, формируемого схемой управления. Практически для выбранной элементной базы можно принять, что: t_сп = 100…200 нс.

Ориентировочно потери мощности при выключении транзистора VT_s определяются:

(6.28)

г) Суммарная мощность, рассеиваемая транзистором VT_s,:

Р_{vts S} = Р_{vts ст} + Р_{vts выкл} = 1,1 + 1 = 2,1 Вт. (6.29)

7) Выбираем выпрямительный диод VD_в.

а) Действующее значение тока диода VD_в равно току вторичной обмотки: I_w2 = I_в= 8,54 А . Обратное напряжение на диоде:

(6.30)

б) Критерии выбора диода те же, что и для транзистора. Поскольку через диод протекает значительный ток, то его следует выбирать с бóльшим запасом. Это позволит уменьшить размеры теплоотвода. Руководствуясь этим, выбираем диодную сборку КДС638БС, которая представляет собой два диода Шоттки с общим катодом. Она имеет: обратное напряжение U_{д обр} = 120 В и максимальный импульсный ток – I_{д макс} = 2x15 А. Время восстановления обратного сопротивления – t_восст = 80 нс. Падение напряжения на этой диодной сборке равно: U_{д пр} = 1,2 В.

в) Статические потери мощности на диоде VD_в:

Р_{д ст} = U_{д пр}I_w2 = 1,2´8,54 = 10,25 Вт (6.31)

Поскольку преобразователь работает в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока I_{в обр} в режиме НТ, можно пренебречь. Этому же способствует тот факт, что в качестве VD_в используется сборка из диодов Шоттки. Поэтому полные потери мощности диода равны Р_{д ст}.

8) Определяем параметры элементов схемы управления рис. 11.

а) Рассчитываем сопротивление резистора запуска ИВЭП – R_ст1. Через этот резистор протекает ток заряда конденсаторов С_су1, С_су2, С_су3 и ток запуска ИМС DA_су, равный 0,5 мА. Напряжение запуска ИМС составляет 16 В. Предположим, что требуемый суммарный ток запуска I_зап равен удвоенному току запуска 1,0 мА, тогда схема будет надежно запускаться, если сопротивление резистора R_ст1 равно

(6.32)

Из стандартного ряда выбираем резистор сопротивлением 120 кОм. Следовательно, R_ст1 = 160 кОм типа С1-4. Мощность, рассеиваемая этим резистором при максимальном напряжении Е_п, составляет

(6.33)

б) Определяем параметры элементов цепи защиты силового транзистора VT_s от перегрузки по току: R_т1, R_т2 и R_т3.

Сопротивление открытого транзистора VT_s типа КП728С1, используемое при расчете потерь мощности, приведено для наихудшего случая. При определении параметров элементов цепи защиты по току целесообразнее руководствоваться типовым значением сопротивления, которое, как правило, лежит в пределах 0,5…0,8 от максимального. Напряжение на выводе 3 ИМС – U_{3 ИМС}, равное падению напряжения на сопротивлении резистора R_т3, при котором начинается ограничение длительности импульса U_у, составляет 1 В. Исходя из того, что амплитуда импульса тока, протекающего через резистор R_т3, должна находиться в пределах 0,5…1,0 мА, выбираем его сопротивление равным 1,2 кОм. В качестве диода VD_т применяем широко распространенный диод маломощный диод типа КД522Б. Считая прямое падение напряжения на диоде VD_т, равным 0,6 В, найдем сопротивление резистора R_т2:

(6.34)

Из номинального ряда сопротивлений выбираем: R_т2 = 4,7 кОм типа СП3-4ам.

Меньшее значение сопротивления R_т1 рассчитаем исходя из того, что протекающий через него ток I_{т1 макс} не должен превышать 10 мА при номинальном напряжении питания схемы управления и при минимальном падении напряжения на силовом транзисторе VT_s и диоде VD_т. Максимальное сопротивление резистора R_т1 выбирается таким, чтобы при напряжении на выводе 7 ИМС, близком к напряжению её выключения U_выкл = 10 В и при максимальном напряжении на открытом транзисторе VT_s, диод VD_т был открыт. Следовательно:

(6.35)

Подстановка численных значений дает

(6.36)

и после вычислений получим

(6.37)

Из полученного диапазона и известного номинального ряда сопротивлений выбираем резистор R_т1 = 2,2 кОм типа С2-23.

в) Рассчитываем сопротивление резистора R_у в цепи управляющих импульсов U_у (в цепи затвора транзистора VT_s).

Если принять, что время переключения силового транзистора равно t_сп, то выходной ток ИМС DA_су, требующийся для переключения VT_s, находится:

(6.38)

где Q_з – полный заряд емкости затвор-исток транзистора VT_s. Для нашего случая принимаем Q_з = 60 нКл.

Тогда сопротивление резистора R_у определится

(6.39)

Выбираем R_у = 22 Ом типа С2-23.

г) Определяем параметры цепи R_f и C_f, определяющей частоту преобразования силового каскада f_пр.

Согласно технической документации на ИМС типа КР1033EУ15А, если сопротивление R_f = 20 кОм, то для выбранной частоты f_пр = 30 кГц требуется иметь следующую емкость конденсатора С_f:

(6.40)

Из номинального ряда емкостей конденсаторов выбираем С_f = 3300 пФ типа К73 – 17.

д) Мощность, рассеиваемая ИМС DA_су.

Потери мощности на управление транзистором VT_s находятся:

(6.41)

Собственные потери мощности ИМС:

(6.42)

где I_ИМС – максимальный ток, потребляемый ИМС во включенном состоянии: I_ИМС = 20 мА.

Суммарные потери мощности:

(6.43)

Эта величина меньше, чем нормативно допускаемая: Р_{S ИМС макс} = 1 Вт.

е) Определяем параметры цепи R_дел1 и R_дел2 обратной связи схемы сравнения по напряжению.

Внутреннее опорное напряжение ИМС схемы сравнения – DA_сс, равно U_{оп сс} = 2,5 В. Оно формируется при помощи делителя напряжения R_дел1, R_дел2. Если выбрать ток через делитель I_дел = 10 мА, то сопротивление R_дел2 находится следующим образом

(6.44)

В соответствии с имеющимся рядом номинальных величин сопротивлений выбираем: R_дел2 = 240 Ом типа С2-23.

Для точной настройки уровня выходного напряжения U_н резистор R_дел2 должен быть переменным или подборным. Средняя величина этого сопротивления определяется:

(6.45)

Следовательно, если этот резистор будет переменным, то с достаточным запасом можно принять: R_дел1 = 20 Ом. Если он будет подборным, то диапазон сопротивлений должен лежать в пределах от 0,1 Ом до 20 Ом типа СП3-19.

9) Определяем параметры элементов демпфирующей цепи VD_д, R_д и С_д силового каскада.

а) В соответствии с законом сохранения энергии магнитного поля можно определить, что Е_Ls = Е_Сд, где Е_Ls – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора TV на этапе открытого состояния транзистора VT_s, Е_Сд – энергия которую должен "поглотить" демпфирующий конденсатор С_д после выключения VT_s при заданной амплитуде увеличения импульса напряжения сток-исток: DU_си = (U_{си макс и} – U_{си макс}) = 60 В. Так как

(6.46)

где DU_сд = DU_си = 60 В, то емкость демпфирующего конденсатора определяется

пФ (6.47)

Выбираем емкость С_д = 866 пФ.

б) Амплитуда импульса напряжения на конденсаторе находится из выражения:

(6.48)

Выбираем конденсатор с емкостью 866 пФ и напряжением 200 В типа К10-43а.

в) Сопротивление демпфирующего резистора R_д будем искать исходя из того, что напряжение на конденсаторе С_д уменьшается на величину DU_Сд за период Т = 1/f_пр, чтобы к следующему моменту выключения транзистора конденсатор смог "поглотить" следующий импульс тока, накопленный в индуктивности рассеяния. Закон изменения напряжения на С_д имеет вид:

(6.49)

Откуда величина максимального сопротивления демпфирующей цепи определится выражением

(6.50)

Для обеспечения заведомо полного разряда демпфирующего конденсатора С_д во всех режимах работы преобразователя величину сопротивления резистора R_д выбираем в два раза меньше расчетной, то есть R_д = 27 кОм типа С2-23.

г) Напряжение на резисторе R_д демпфирующей цепи:

(6.51)

Мощность, рассеиваемая резистором R_д,:

(6.52)

В соответствии с требуемым коэффициентом запаса k_з выбираем резистор R_д мощностью 0,5 Вт.

д) Через включенный диод VD_д демпфирующей цепи протекает импульсный ток I_{с макс}. Обратное напряжение равно максимальному напряжению сток-исток U_{си макс и}. Диод должен обладать повышенным быстродействием. Так как относительная длительность импульса тока, протекающие через него, мала, то можно выбрать диод с допускаемым средним током не более 1 А и с максимальным обратным напряжением 800 В. В соответствии со справочными данными этими условиям удовлетворяет диод КД247Д: U_{д обр} = 800 В, I_{дпр макс} = 1 А, I_{добр макс} = 5 А.

10) Находим КПД источника электропитания:

(6.53)

11) Достаточно точное определение пульсаций выходного напряжения DU_н является сложным процессом и требует использования некоторых параметров сглаживающих конденсаторов С_ф1 и С_ф2, которые не оговариваются справочными данными или иной нормативной документацией. В наиболее значительной степени это относится к режиму ПТ, который принят для рассчитываемого импульсного преобразователя.

Поэтому определение емкости этих конденсаторов может быть сделано из следующих соображений. Приближенно пульсации напряжения на выходе силового каскада преобразователя определяются как:

(6.54)

Выходной фильтр силового каскада состоит из двух электролитических конденсаторов С_ф1 и С_ф2, между которыми включен дроссель L_ф. Современные электролитические конденсаторы обладают внутренним эквивалентным сопротивлением R_ЭПС потерь (ЭПС), которое не позволяет получать достаточно малые величины напряжения DU_н. Для исключения негативного влияния ЭПС в схему выходного сглаживающего фильтра ОПНО практически всегда вводятся индуктивные элементы. Величина индуктивности L_ф, обычно, невелика и составляет несколько десятков микрогенри.

Выражение (6.54) для определения DU_н справедливо для случая, когда R_ЭПС = 0. Тогда приведенная емкость С_ф может быть представлена как сумма емкостей конденсаторов С_ф1 и С_ф2. Для исключения негативного влияния ЭПС в схему введен дроссель L_ф. Поэтому наиболее целесообразным является определение некоторой условной емкости сглаживающих конденсаторов из выражения (6.54). Эта условная емкость должна быть использована в качестве конденсаторов С_ф1 и С_ф2. Тогда для заданной нормы DU_{н макс} пульсаций выходного напряжения ИВЭП емкости конденсаторов С_ф1 и С_ф2 находятся:

(6.55)

где DU_{н макс} = 0,05 В.

Исходя из соображений соответствующего запаса по емкости выбираем конденсаторы С_ф1 = С_ф2 = 6200 мкФ типа К31-11-3Г.