Вц с внутриемкостной связью с антенной

На основании сигнального графа (рис.4.32) Для ВЦ представленной на рис.4.21,б запишем выражение для коэффициента передачи при R_А=0:

Рис.4.32

где

,

.

Резонансная частота соответствует , поэтому

,

тогда

. (4.119)

Резонансный коэффициент передачи из (4.119) равен

(4.120)

и не зависит от частоты.

Анализируя схему ВЦ, замечаем, что, несмотря на полное включение контура к входу усилительного элемента, передача ВЦ на частотах внеполосных каналов выше резонансной (при ) уменьшается из-за наличия ФНЧ, образованного элементами контура L_к и С_к.

На основании проведенного анализа можно сделать следующий вывод: наилучшей будет та ВЦ, в которой наилучшим образом сочетаются: простота, равномерность и величина резонансного коэффициента передачи в рабочей полосе частот, шумовые характеристики, подавление внеполосных побочных каналов.

Многозвенные согласующие цепи.

При необходимости увеличения частотной селективности одноконтурные ВЦ заменяют многоконтурными. В этом случае вся цепь проектируется как фильтр n-го порядка. Чаще всего применяется максимально плоская аппроксимация характеристик по Баттерворту. Это приводит к получению минимальных линейных искажений полезного сигнала за счет неидеальности АЧХ и ФЧХ. Такие сложные СЦ, как правило, применяются только в неперестраиваемых широкополосных преселекторах, а также в УПЧ.

Входная цепь с магнитной антенной

Среди антенн, регистрирующих H-составляющую поля, получили расп­ространение магнитные антенны. Здесь ток, наводимый в антенне магнитным полем сигнала, пропорционален частоте ω, числу витков антенны n_А, площади сечения рамки S_р, напряженности магнитного поля H, относительной магнитной проницаемости антенны с сердечником μ_А, относительной магнитной проницаемости среды и магнитной постоянной вакуума μ_о:

.

Эффективность приема на магнитную антенну по аналогии с электри­ческой удобно характеризовать значением действующей высоты. Для этого магнитной антенне, в которой наводится указанная выше э.д.с., ставят в соответствие электрическую антенну с действующей высотой h_д. При этом считают э.д.с. e_E, наводимую в электрической антенне, равной э.д.с. в магнитной антенне e_H , тогда действующая высота магнитной антенны определяется из соотношения

и равна

,

где - длина волны.

Хотя магнитная антенна реагирует лишь на магнитную составляющую поля сигнала, такое определение целесообразно, поскольку позволяет сравнивать приемные свойства электрической и магнитной антенн, учи­тывая наличие связи между E и H: .

Действующая высота магнитной антенны невелика и не превышает 3 см. Однако, когда индуктивность антенны входит в контур входной цепи, h_д увеличивается пропорционально добротности ВЦ.

Следует также отметить большую помехозащищенность РПУ с магнитными антеннами по сравнению с электрическими. С одной стороны, это связано с тем, что в дальней зоне . В ближней зоне для волн длиннее 20 м это отношение вблизи источников помех значи­тельно больше 120 . С другой стороны, штырь имеет в горизонтальной плоскости круговую диаграмму направленности, а магнитная антенна - диаграмму направленности в виде восьмерки с глубоким минимумом по оси ферритового стержня, что позволяет осуществлять пространственную селекцию сигналов.

Для магнитных и рамочных антенн ВЦ представляет собой одиночный колебательный контур (рис.4.33, состоящий из конденсатора переменной емкости (КПЕ) и контурной катушки, образованной индуктивностью рамки. КПЕ перестраивает контур в пределах диапазона, следова­тельно, такая антенна всегда настроена на f₀. Ослаблять связь контура с антенной в данном случае не приходится, так как магнитная антенна чаще всего является встроенной антенной со стабильными характеристиками.

В диапазонах ДВ и СВ в радиовещательных РПУ применяются ферритовые сердечники с начальной магнитной проницаемостью =1000 - 2000 единиц.

Рис.4.33

На более высоких частотах потери в сердечнике увеличиваются, и там используют сердечники с = 400 единиц.

Коэффициент передачи ВЦ с узкополосной магнитной антенной

,

где - добротность нагруженного контура ВЦ с учетом входной проводимости усилительного прибора.

Для снижения шунтирующего дейст­вия усилительного прибора контур ВЦ подключают частично.

Рис.4.34

Избирательность ВЦ с магнитной антенной соответствует избирательности одиночного колебательного контура

,

а полоса пропускания .

Согласующие цепи СВЧ.

Частота настройки колебательного контура определяется по формуле Томпсона

.

Увеличение частоты достигается уменьшением величины индуктивности и емкости. Уменьшение емкости возможно только до значений, определяемых входными емкостями усилительных элементов, монтажа и т.д. Возможности уменьшения числа витков катушки индуктивности также ограничены. Когда длина волны соизмерима с физическими размерами компонентов ВЦ, ее необходимо рассматривать как цепь с распределенными параметрами.

На рис.4.35 между источником сигнала и нагрузкой (между сечениями 1-1 и 2-2) подключена так называемая длинная линия передачи.

Рис.4.35

Напряжение и ток в линии передачи определяется падающими и отраженными волнами.

Процессы в цепи описываются уравнениями

где х –расстояние от произвольного сечения до нагрузки,

γ – комплексный коэффициент (постоянная) распространения:

,

r₀, g₀, L₀, C₀ – первичные параметры длинной линии, определяемые на единицу длины линии;

α – коэффициент затухания,

β=2π/λ – фазовая постоянная (волновое число),

W – комплексное волновое сопротивление:

При отсутствии активных потерь (α=0)

, ,

а система уравнений принимает следующий вид

Разделив первое уравнение на второе получим входное сопротивление отрезка длинной линии:

, (4.121)

где .

Найдем входное сопротивление и проводимость отрезка, закороченного на конце (режим короткого замыкания - КЗ) ( ):

Z_вх=jρtg(βx)

,

где .

Для режима холостого хода - ХХ ( )

Z_вх=-jρctg(βx)

,

На рис.4.36 представлены графики реактивной составляющей входной проводимости.

При x<λ/4 в режиме КЗ цепь представляет собой индуктивность, при x=λ/4 образуется параллельный колебательный контур, при λ/4<x<λ/2 цепь представляет собой емкость, а при х=λ/2 образуется последовательный колебательный контур и т.д. Аналогичный характер, но со сдвигом на четверть волны, имеет зависимость  входной проводимости при ХХ.

Рис.4.36

При подстановке в выражение для входного сопротивления значения при получим, что

, (4.122)

т.е. отрезок четвертьволновой линии обладает трансформационными свойствами, которые можно использовать при согласовании.

Связь между волной в начале линии и волной в конце линии, например, b_с и а_н при отсутствии потерь определяется соотношением

.

При получаем, что , а это означает изменение фазы волны на 90 градусов. Таким образом, на отрезках длинных линий можно реализовывать фазовращатели.

Согласование по мощности в цепях с распределенными параметрами.

Цепи, представленной на рис.4.35 соответствует сигнальный граф, который приведен на рис.4.37. На графе обозначено: U_co и U_но– волны, отраженные от источника сигнала (b_с) и нагрузки (b_н), U_cп и U_нп– волны, падающие на сечения источника сигнала (а_с) и нагрузки (а_н), h_с =I_c/(Y_c+g_o) – волновая э.д.с.

Рис.4.37

Мощность, выделяемая на нагрузке равна разности между мощностью падающей и отраженной волны

,

где Г_н - коэффициент отражения от нагрузки:

. (4.123)

Мощность падающей волны равна

,

тогда для мощности в нагрузке можно записать

.

В соответствии с рис.4.37 (принимаем условно , что соответствует отсутствию потерь в очень короткой линии)

,

где

. (4.124)

Окончательное выражение для мощности в нагрузке имеет вид

. (4.125)

Подставим в выражение значения комплексных коэффициентов отражения

и определим условие получения максимальной мощности в нагрузке:

.

Решением является равенство

, (4.126)

которое распадается на два условия

1)

2) .

В результате максимальная мощность в нагрузке равна

. (4.127)

Мощность, отдаваемая источником сигнала, также равна разности между мощностью падающей и отраженной волны

, (4.128)

где падающая волна формируется волноводной э.д.с.

. (4.129)

Подставляя (4.129) в (4.128) получим

. (4.130)

При согласовании по мощности из (4.130) следует

.

Этот же результат может быть получен из (4.127) после подстановки , так как при согласовании мощность источника сигнала и мощность в нагрузке равны.

Коэффициент передачи по мощности определим следующим образом

. (4.131)

В соответствии с условиями (4.126) для согласования по мощности необходимо ввести согласующую цепь, содержащую трансформатор на основе четвертьволнового отрезка линии и фазовращатель.

Входная цепь на микрополосковых линиях

Рис.4.38

Такие линии передачи используются как в гибридных, так  и монолитных ИС. В случае ГИС  легко обеспечивается двусторонняя металлизация. Тогда, как правило, используют микрополосковые линии передачи. В случае  монолитной ИС на GaAs используют компланарные линии передачи с уменьшенными размерами.

В ГИС в качестве подложки используется диэлектрик: керамика, поликор, некоторые полимеры. На подложке выполняются только пассивные элементы ИС.

В монолитной ИС все элементы ИС на полупроводниковой подложке. В качестве полупроводниковой подложки используется полуизолирующий GaAs или  Si на сапфире.

Рис.4.39

Пример ВЦ на основе микрополосковых линий представлен на рис.4.39.

Элемент цепи длиной l=l₁+l₂ выполнен на отрезке короткозамкнутой линии и представляет собой индуктивность L, которая совместно с входной емкостью усилительного элемента C образует параллельный колебательный контур, при этом на частоте полезного сигнала выполняется одно из условий согласования по мощности: b_L+b_C=0.

Методика расчета цепи следующая. Исходными данными являются входная проводимость транзистора g_вх и проводимость источника сигнала g_c.

1. Расчет проводимости индуктивной ветви:

.

2.На резонансной частоте сумма реактивных составляющих равна

.

3.Расчет общей длины линии

.

4.Расчет коэффициента включения

При синусоидальном распределении напряжения вдоль короткозамкнутой линии (рис.4.40)

Рис.4.40

,

Исходя из второго условия согласования по мощности

.

5.Расчет длины отрезка l₁:

.