Ресурс связи
→ совокупность времени и ширины полосы частот доступной для передачи сигнала в радиоканале.
Критерий эфф-ти мах пропускной
↑ ∆F 2.↑ S/N
3.↑ С закл-ся в ↑эфф-ти доступа к РС. Т.е.необходимость такого планирования распределения РС м/у пользователями беспроводной системы связи, при кот.такие показатели как t излучения сигнала и f излучения исп-сь мах эфф-но.
Распределение РС задается методом МД (т.е.способ объединения сигналов различных пользователей д/совместного исп-ия РС). Среди методов МД выделяют:
1) FDMA-выд-ся определенные под диапазоны исп-ой полосы частот.
2) TDMA- выд-ся периодически временные интервалы фиксированной полосы частот
3) CDMA-выд-ся определенные эл-ты набора ортогонально (либо почти ортогонально) распределенных спектральных кодов, кажд.из кот.исп-ет весь диапазон частот выделенный для системы связи
4) Sdma- мд с пространственным разделением
с помощью антенной системы с несколькими узкими ДН (smart-антенны) радиосигналы разделяются и направляются в разные стороны. Данный метод допускает многократное исп-ие одного частотного диапазона. Спутниковые системы связи.
5) Pdma- мд с поляризационным разделением
разделение сигналов основывается на избирательности приемных антенн к положению вектора напряженности эл.ноля (вертик(Е)., горизонт(Н)., при линейной поляризации) или к направлению вращения вектора напряженности эл.поля- правая или левая – при эллиптической поляризации. Исп-ся д/↓помех м/у каналами.
Преимущества CDMA:
1) высокой конфиденциальностью при передаче сообщений.
2) высокая пропускная способность
3) высокая помехоустойчивость
4) эффективная передача инф-ии в условиях быстрых замираний
5) имеет низкий уровень потребляемой мощности АС
6) Облегчает, либо полностью иск-ет необходимость частотного планирования
Данные преимущества систем связи CDMA реализуются только при использовании сигналов с расширенным спектром, т.е. при использовании более широкой полосы радиочастот для передачи сообщений, чем это требуется при передаче обычного модулированного сигнала
Системы связи с расширенным спектром
если вып-ся след.условия:
1) Исп-ая полоса частот значительно шире, чем это необходимо д/передачи данных или голоса
2) Расширение спектра производится с помощью расширяющего (кодового) сигнала, кот.не зависит от передаваемой инф-ии.
3) Восстановление исх-го сигнала приемника осущ-ся путем сопоставления полученного сигнала и синхр-ой копией код.с.
концептуальную схему системы связи с расширенным спектром:
особенности схемы, кот.обеспечивают высокую помехоустойчивость в системах связи с расширенным спектром:
1) Однократное умножение кода X(t)*g(t) приводит к расширению частотного диапазона с.
2) Повторное умножение на код и последующее фильтрование восстанавливает исходный с.
3) Исходный с.умножается на код дважды, тогда как сигнал помехи умножается на код только один раз
Искусственное расширение спектра в подобных сис-ах реализуется одним из 2х способов:
1) метод прямого расширения спектра, когда информ.сообщении (исходящий узкополосный сигнал) умножают на кодовый сигнал, состоящий из Nэлементов(чипов), длительность которых в 10-ки раз меньше длительности передаваемого информ.бита.
2) Метод скачкообразной перестройки частоты, когда каждый бит информ.сообщения передается с помощью набора дискретных частот, задаваемого определенной код.послед-тью.
Принцип построения системы с прямым расширением спектра
концептуальную схему:
Цифровой информ.с.х(t)(2х уровневый сигнал с f следования импульсов 1/Ти) поступает на 1й мод-р, представляющий собой умножитель с код.с. g(t) (2х уровневый сигнал с f следования импульсов 1/Тк, причем Ти>>Тк)
Т.о. S’ явл-ся сигналом с расш.спектром.
2й мод-р - модуляция сигнала несущей частотой ωо двоичным сигналом S’ с расш.спектром:
S(t)=S’(t)*ACos(ω0t)=x(t)g(t)ACos(ω0t), где: A=√2Ps - мощность сигнала
На приеме демодуляция производится с помощью вычисления корреляции/ повторной модуляции принятого сигнала синхр-ой копии код.с. g(t-Td), где
Td-это оценка приемника величины задержки во времени Td распространения сигнала м/у передатчиком и приемником.
При отсутствия помех сигнал коррелятора: r(t)=ALx(t-Td)g(t-Td), где:
AL=A*L-амплитудный множитель
L-потери при распространении сигнала
на выходе коррелятора имеем: AL x(t-Td)g(t-Td)g(t-Td’)= AL x(t-Td)
При Td’=Td произведение g(t-Td)g(t-Td') будет =1, т.к. бинарное значение g(t)g(t)=0
При наличии помех на входе коррелятора:
r(t)=сумм до М(ALi*xi(t-Tdi)gi(t-Tdi)+I(t)
где: М-число одновременно передающих (активных) пользователей в системе связи
gi(t-Tdi)-i-ый кодовый сигнал xi- i-ый информационный сигнал I(t)- сигнал помехи.
На входе умножителя будем иметь: r(t)g(t-Td’)
Пусть :
1) сигнал помехи I(t) явл-ся узкополосным
2) Код.сигналы точно синхр-ы в приемнике и и передатчике, т.е. Td=Td’
3) Код.сигнал явл-ся строго (квази) ортогональны сигналом, т.е. gi(t)gk(t)
Тогда на выходе коррелятора будем иметь: r’(t)= ALkxk(t-Tdk)+I(t)g(t-Tdk’)
После вых умножителя ставим узкополосный фильтр, пропускающий лишь модулированный полезный сигнал, т.к.сигнал помехи после умножителя будет широкополосным
Основные качественные оценки систем с расширенным спектром
Количественным показателем качества цифрового приемника явл-ся отношение энергии приходящего на 1 бит (Ев) к спектральной мощности тепловых шумов N0: Ев/N0
Энергия приходящаяся на 1 бит и скорость передачи данных R связаны соотношением: Eв=Ps*Tи=Ps/R, где Ps –мощность сигнала на приемной стороне
Спектральная мощность шума определяется как: N0=к*Тш=к*Т0(Ш-1)=Кб*Т0*Ш, где:
Тш-шумовая температура Т0=290ºК Ш- коэффициент шума приемника
В сис-х связи CDMA на вх приемника в качестве доп.шумов присутствуют интерф-ые шумы- это взаимное влияние от других АС работающих в одной полосе частот. Интерф.шумы м/выразить как:I0=СУММ(Pi)/W, где
n- количество АС в пределах соты одной БС Pi- мощность на приеме от каждой i-той АС
W- ширина полосы частот сигнала с расширенным спектром
Т.о.отношение с/п на вых приемника сис-мы с расш.спектром м/б записана как:
Eb/(N0+I)=Ps/R / N0+СУММ(Pi)/W
Т.к. выравнивание мощностей аб-их сигналов на входе приемника БС обязательно, то спектральная мощность интерф-ых помех создаваемые (n-1) посторонними аб-ми м/б определена как: I=(n-1)Ps /W
Тогда Eb/(N0+I)=…
Мах число аб-ов на БС м/посчитать, зная треб-ое отношение с/ш
Пр.д/IMT-MC W=1/2288МГц (с/ш)треб=6дБ Rголоса=9.6кбит/с
nдБ=(W/R)дБ-(с/ш)треб дБ=10log(1.2288 106/9.6 103) – 6=15.1 n=10nдБ/10=32 аб-та
Выигрыш при корр.обработке Gp - это коэф.показывающий во сколько раз отношение с/ш (или с/п) на вых ↑ по отношению с аналогичными величинами на входе.
выигрыш при обработке оценивается соотношением:Wpc/Wинф , где
Wpc- ширина полосы расш спектра
Wинф- минимальная ширина полосы инф сигнала
Поскольку Wинф=1/Тинф=fинф=Rинф,
Wрс=1/Тинф + 1/Тк =(так как Тинф>>Тк)=1/Тк=fк=Rк, где
То Gp=Tинф/Tk=Rk/Rинф
физический смысл выигрыша при обработке в отношении сигнал/шум
1.мощность сигнала на вх приемника м/б в 10ки раз ↓ мощности помех, но при этом прием сигнала возможен при известной расшир.код.послед-ти
Имеем WCDMA(UMTS)
-чиповая скорость Rк=3.84 мчип/с
- скорость передачи речевого сообщения Rинф=9.6 кбит/с
получаем: Gp=400раз Gp=26 дБ
В то же время минимально необходимое (требуемое) отношение с/ш= 6 дБ для WCDMA при передаче речи. Тогда устойчивый прием возможен при: SNRвх=6-26=-20дБ
2.При заданной чиповой скорости будем иметь тем больший выигрыш, чем меньше скорость передачи данных пользователей.
Gp для систем исп-их метод прямого расш.спектра и исп-их метод скачкообразной перестройки частоты
1.Gp=Rk/Rинф=NTk/Tk=N, где
N-кол-во чипов(длина код.послед-ти)
2.Gp=M∆f/Wинф, где M=2m - число частот, формирующихся синтезатором частот
m- длина кодовой послед-ти
Δf- частотный разнос м|у соседними дискретными частотами синтезатора частот
Минимальное значение частотного разноса д/б больше ширины полосы информационного сигнала Wинф промодулированного сигналом передаваемого сообщения со скоростью fинф
Принцип действия корреляционного приемника в системах связи с расширенным спектром.
Упрощенная структура БС и АС:
Пусть в зоне действия БС в активном режиме нах-ся 3 АС: 3 разных инф-ых сообщения 3-м абонентам будут кодироваться 3-мя код.сигналами и после почипово суммируются. Полученный сигнал после модуляции излучается антенной БС. (временные диаграммы)
На приеме после демодуляции рез-ий сигнал умножается на синхр-ую копию код.сигнала, почипово суммируется в пределах отчетов равных длит-ти инф-ого сигнала. Затем сигнал поступает на интегратор.(пр.с приемом сигнала)
Пр.когда *на произвол.код.послед-ть
=>почиповое суммирование в пределах длит-ти бита и интегрирование приводит к тому, что значение сигнала оказывается близким к 0, отмеченный выше эффект называется выигрышем в отношении с/ш при обработке сигнала.
Как БС так и АС систем CDMA исп-ют корр.приемника, однако из-за многолучевого распространения сигнала от БС к АС и наоборот можно исп-ть множество кор.приемников д/восстановления энергии от множества лучей.
Совокупность кор.приемников - rake-приемник. Изучает различные многолучевые задержки на предмет кодовой корреляции, потом восстанавливает задержанные сигналы, которые затем оптимально сочетаются с выходом других независимых корреляторов.
Принципы построения систем со скачкообразной перестройкой частоты.
Концептуальная схема ее построения:
Принципиальная разница:
В обычной сис-ме несущая с фикс.f модулируется символами данных инф-го сигнала. В методе со скачкообразной перестройкой частоты f несущей скачкообразно изменяется по закону, кот.задается код.сигналом.
S'(t)=x(t) A0cosω0t
несущая определяется код.сигналом, на вых 2 мод-ра имеем: S(t)=x(t) A0cosω0t*cos[ω(g(t))t], где
cos[ω(g(t))t]- это набор частот, как ф-я от код.сигнала g(t).
П ри генерации кажд.нового чипа ген-р код.сигнала передает синт-ру частот частотное слово(послед-ть от 1 до m чипов) кот.определяет одно из М=2m значений доступных частот, т.о.здесь эффект расширения спектра достигается за счет перестройки по закону кодового сигнала частоты несущей, значение кот.выбирается из имеющегося набора частот f1,f2…fm. Проиллюстрируем : частотная манипуляция FSK для простоты- бинарная FSK:
Системы с расш.спектром исп-ие метод скачкообразной перестройки частоты подразделяются на 2 категории:
1) Система с медленной перестройкой - 1этапная схема модуляции
2) Система с быстрой перестройкой - 2-х этапная схема модуляции.
Система с медленной перестройкой частоты
Скорость перестройки частоты передачи fn меньше скорости передачи инф-го сообщения fи (fn< fи) Т.о.в интервале перестройки прежде чем осущ-ть переход на другую м/б переданы 2 и более битов инф-го сообщения.
Пр.
В системе с быстрой перестройкой частоты скорость перестройки частот передачи fn больше скорости передачи инф-ого сообщения fи(fn> fи) в этом случае за время передачи одного бита частота м/измениться в 2 и более раз, как это показано ниже:
Приведем схему rake-приемника:
Эффект многолучевости в системах CDMA приводит к 2-м последствиям:
1) Энергия сигнала относящаяся к 1му чипу может поступать в приемник в различные моменты времени
2) для определенного значения временной задержки имеется множество лучей почти равной длины, по которой распространяется сигнал. В результате в приемнике имеет место подавление полезного сигнала - быстрым замиранием
контр-меры:
1) Рассеянная энергия сигналов с задержкой складывается за счет исп-я множества каналов rake-приемника настроенные на те значения задержки τ с кот.поступают сигналы
2) Для смягчения проблемы связанной с замиранием мощности используются:
- Быстрое управление мощностью -Разнесенный прием (пространственный или поляризационный)
принципы работы rake-приемника:
1) Принимаемый сигнал X(t) поступает на М ||ых корр-ов. На 2ые входы корр-ов подаются код.сигналы с временными сдвигами τ1, τ2, τ3, соответствующие предсказанным задержкам многолучевых компонентов
2) На вых кажд.корр-а в соотв.тракте rake-приемника формируется отчет отклика на соответствующую компоненту вх.сигнала, который при безошибочном предсказании задержки точно совпадает с переданными символами данных аб-та
3) Выравниватель задержки- компенсирует разницу во времени прибытия символов в каждый тракт rake-приемника
4) Сведенные т.о. к одному и тому же моменту времени выходы корр-ов далее суммируются
Заключение:
В системах связи, основанных на технологии CDMA, импульсы двоичных сигналов (информ.и кодового) в зависимости от процесса преобразования принято называть битами, символами или чипами. Для пояснения приведем обобщенную схему формирования сигнала с расширенным спектром в типичной системе связи CDMA:
Кратко приведем назначение этих функциональных блоков:
а) вокодер- переводит инф-ю в цифр.форму, осущ-я сжатие(кодирование) сигнала и уменьшая избыточность реч.сообщения (в случае передачи данных этот функциональный блок отсутствует, т.к. инф-ия уже представлена в цифровом виде)
б) Кодек – осущ-ет кодирование инф-го сигнала, добавляя избыточность, и тем самым ↑помехоустойчивость. Позволяет исправлять 1е ошибки при приеме
в) Перемежитель - осущ-ет процесс перестановки символов в кодированной послед-ти, позволяя исправлять пакеты ошибок при приеме
г) Скремблер- осущ-ет шифрование(скремблирование) цифровой послед-ти уникальным неповторимым кодом, что позволяет различать абонентов друг от друга в системе связи CDMA и ↑защищенность каналов связи от несанкционированного доступа
д) расширение спектра и каналообразование
осущ-тся преобразование сигнала путем упр-ого расш.полосы частот , расширение производится при помощи спец.код.сигналов, вид и число кот.определяет вид и число каналов в системе СDMA
е) модулятор – осущ-ет процесс модуляции сигнала несущей частотой ω0 двоичным цифровым инф-м сигналом
на приемной стороне функц-е блоки осущ-т обратную задачу аналогичную блокам на передающей стороне
Требования к кодовым сигналам
Задачи код.послед-ти в системе с расш. спектром:
1)Осущ-ие расш./сжатия спектра модулированного сигнала с целью ↑/↓ ширины полосы частот при передаче/приеме
2)Осущ-ие разделения сигналов различных пользователей (разных каналов трафика)исп-х при передаче одну и ту же полосу частот.
кодовые послед-ти должны обладать спец.корр-ми св-ми:
1)Автокорреляционная функция
Ra(t)- мерой соответствия м|у сигналом f(t) и его копией сдвинутой по времени на величину τ
АКФ чисто случайного сигнала(белый шум) принимает значения:
Код Баркера. Картинка.
2)Взаимная корреляционная функция
Rвз(t)- является мерой соответствия 2-х различных сигналов f1(t) и f2(t) при сдвиге во времени на величину τ.
Кодовый сигнал в системе с расш спектром должен вып-ть роль ключа для кажд пользователя , позволяя приемнику выделять предназначенный конкретному пользователю инф сигнал, очевидно, что кодовые послед-ти должны выбираться т.о., чтобы Rвз между любой парой разных кодовых сигналов была близка к 0, при любых τ-истинно случ.код.послед-ти
свойства для проверки на случайность:
1)Сбалансированность:
Для кажд интервала послед-ти кол-во двоичных единиц должно отличаться от числа двоичных нулей не больше, чем на один элемент
2)Цикличность
Цикл - непрерывная послед-ть одинаковых двоичных чисел. Появление иной двоичной цифры автоматически начинает новый цикл
Длина цикла равна количеству цифр в нем. Требование цикличности - в каждом фрагменте послед-ти приблизительно половину должны составлять циклы обоих типов(т.е. двоичных 0 и двоичных 1) длиною равной 1, примерно ¼ длиною 2, примерно 1/8 длиною 3 и т.д.
3)Корреляция
Если часть послед-ти и ее циклично сдвинутая копия поэлементно сравниваются, то необходимо , чтобы число совпадений отличалось от числа не совпадений не более , чем на 1
Вся совокупность кодовых последовательностей применяемых в CDMA делится на 2 основных класса:
1)Ортогональная (Квазиортогональные )
2) Псевдослучайные последовательности
Псевдослучайные коды(последовательности)
Наряду с ортогональными кодами важную роль в системах с расширенным спектром играют ПСП, среди которых наибольшее значение получили:
-М-последовательности -коды Голда -коды Кассами
Формированеи М-послед-ти осущ-ся системой из n-линейных регистров хранения и сдвига и K сумматоров по |2|, а так же контура ОС. Длина М-послед-ти определяется кол-м сумматоров и мах может составить М=2n-1.
Мах достижимое значение АКФ: Ra(τ)=
Пр: Тогда на выходе регистра Х4 при каждом новом такте будем иметь:
1 такт 1000 0
2такт 0100 0
3такт 0010 0
4такт 1001 1
16такт 1000 0 ↑
Проверим данную последовательность на случайность
А) проверка на сбалансированность
Количество «1» -8 Количество «0»-7 - сбалансирована
Б) Проверка на цикличность:
Всего 8 циклов. половина из этих циклов(т.е. 4) имеет длину =1 1/4 (т.е 2) имеет длину =2 -циклична
В) Проверка на корреляцию
Сравниваем с первоначальной - данная послед-ть корр-на
Т.к все 3 условия выполняются , то данная последовательность является псевдослучайной.
Коды Голда
Формируются на основе 2-х специально подобранных М-послед-ей и их посимвольного сложения по |2|.( рис)
Т.к. обе М-послед-ти имеют одну и ту же длину М и тактируются единым генератором , то и формируемая послед-ть Голда будет иметь длину равную M=2x+y-1
Коды Кассами
Реализуются с помощью 3-х последовательно включенных М-послед-ей, которые так же подбираются исходя из критерия предпочтительности с различными ОС:
где m' и k'- циклические сдвиги кодов генерируемых регистрами y и z соответственно
Генераторы кодов формируют кодовые послед-ти с заданными св-ми только в том случае, если y и z М-послед-ти имеют различные относительно друг друга циклические сдвиги задаваемые m' и k'
для любой пары кодовой последовательности Кассами обеспечиваются максимальные значения автокорреляционной функции равные: Ra(τ)=
Ортогональные коды
Среди ортогональных кодов в системе с расш.спектром наибольшее распр-е получили ф-и Уолша. Генерация ф-ий Уолша осуществляется на основе матрицы Адамара:
Каждая строка матрицы Адамара (столбец) представляет отдельную ф-ю Уолша
особенность функции Уолша: при поэлементном сравнении 2-х любых функций Уолша, число совпадений всегда равно числу несовпадений , этот означает , что коэф. взаимной корреляции 2х различных функций Уолша всегда равно 0, при нулевом сдвиге
Ортогональным кодом, в частности ф-и Уолша присущи 2 принципиальных недостатка:
1)Мах число возможных кодов ограничено их длиной, они имеют ограниченное адресное пространство. Как выход для расширения ансамблей сигналов на ряду с ортогональным используются Квазиортогональные последовательности
2)Ф-я взаимной корреляции равна 0 , лишь при отсутствии временного сдвига между кодами , поэтому исп-е ортогональных кодов возможно только в точно синхр-ых системах, это приводит к тому, что на кажд БС CDMA стоит приемник GPS, для того чтобы синхр-ть БС.
Первоначальная синхронизация
Особенность методов первоначальной синхронизации- это определение корреляции полученного и сгенерированного сигнала с целью создания меры их схожести. Затем эта мера сравнивается с пороговой величиной для определения синхронный ли сигнал, если да, то приемник выходит к этапу сопровождения, если нет, то приемник изменяет фазу (или частоту) сгенерированного кодового сигнала и вновь проверяет корреляцию.
Среди методов первоначальной синхронизации различают:
1) Метод параллельного поиска
2) Метод последовательного поиска
3) Метод последовательной оценки
Пусть шумы и интерф-я при распростр-и сигнала от БС к АС отсутствует.
Тогда сигнал на входе приемника:
r(t)=ALx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)
Упрощенная схема первоначальной синхр-ии исп-й метод послед-ого поиска м/б представлена:
Процедура первоначальной синхронизации:
1) Ключ находится в положении 1
Т.к. синхр-я пока отсутствует, то временное положение кодовых послед-тей g(t-Td) и g(t-iTk) не согласованны, в рез-те на выходе умножителя имеем r’(t)=ALx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)g(t-iTk)
Где i=0,1,2,3,….. –целые числа
Тк- длительность чипов кодового сигнала
2) Полученный сигнал r'(t) имеет оч.широкий спектр, следовательно низкий уровень спектральной мощности , поэтому после узкополосной фильтрации и выделения огибающей уровень сигнала будет весьма низким. Сигналы на выходе интегратора и компаратора так же имеют низкий уровень , ниже порогового значения Uпор
3) Ключ переводится в положение 2, если вых уровень компаратора в момент времени iTk ниже порогового значения Uпор, тоГУН производит подачу тактового импульса на генератор кодового сигнала, в рез-те генератор кодового сигнала формирует новую кодовую послед-ть , принудительно задержанную относительно предыдущей на iTk секунд. Затем производится сброс интегратора и ключ вновь переводится в положение «1»
4) Поиск продолжается с повторением шагов 1-3, каждая такая операция происходит через iTk секунд. Процедура завершается когда время задержки Td ≈nTk, причем (Td-nTk)=Δτ≤|Tk/2|
Или -Tk/2 ≤ Δτ≤ Tk/2
После завершения поиска имеем:
rвых(t)= ALx(t-Td)g(t-Td)Cos(w0(t-Td)+φ)g(t-nTk)= ALx(t-Td)g(t+∆τ)Cos(w0(t-Td)+φ)
Высокий уровень на выходе компаратора свидетельствует о завершении этапа первоначальной синхронизации , после чего начинается этап сопровождения или достижения идеальной синхронизации.
Оценка емкости сети системы с расширенным спектром.
емкость сети сотовой связи на базе технологии CDMA пропорциональна коэф. расширения спектра, т.е.:
n-1=Gp/SNRтреб=(W/R) / (Eb/N)треб (1) , где:
Gp=W/R- это коэф расширения спектра (выигрыш при корр.обработке)
n- количество одновременно обслуживаемых абонентов в пределах одной БС.
емкость сети CDMA ограничивается уровнем интерф-и, обусловленной другими МС, одновременно занимающими одну и ту же полосу частот. При передаче голоса в радиоканале от 40 до 60 % составляют паузы между речевыми сообщениями. Т.к. во время пауз излучение МС отсутствует, то энергия приходящаяся на 1 бит: Eb=Ps*a/R (2) ,где
a- коэффициент речевой активности, a=0.4-0.6
Тогда с учетом (2) емкость сети CDMA можно определить как: n=(W/R)/a*SNRтреб (3)
Обычно БС имеет не одну антенну с круговой ДН, а 3 антенны с направленными ДН или более (4,6 или как исключение 12)
В случае исп-я секторных антенн на БС емкость БС определяется как:
n=(W/R)/a*SNRтреб *ma (4) , где:
ma-коэффициент секторизации, кот.в идеале равен кол-ву секторов на БС, однако на практике из-за отклонения реальных характеристик антенн, а именно:
- частичное взаимное перекрытие основных лепестков ДН секторных антенн
- паразитное влияние боковых лепестков, ma достигает своего мах значения только в односекторной соте .В 3-х секторной соте действующее значение ma составляет около 85% от своего максимума.
До сих пор мы предполагали, что БС действует изолированно от других БС. Если рассматривать сеть БС, чтоо на практике и имеет место, то необходимо учесть так же влияние соседних секторов БС на работу собственного сектора БС
Как показали исследования вклад доп.интерф-ых шумов от соседних секторов БС составляет порядка 35% интерф-х шумов в собственном секторе БС, т.е:
Nсум=N0+I0+I0взаим=N0+1.35I0 (5)
С учетом этого при оценке емкости собственной БС необходимо ввести коэффициент Fe, учитывающий влияние соседних БС. Тогда емкость сети CDMA можно определить как:
n=(W/R)/a*SNRтреб *ma*Fe (6)
если принять уровень интерф-х шумов от соседних БС как 0.35I0 , то значение Fe будет составлять: Fe=0.65
Точная синхронизация
Среди схем осуществляющих точную синхронизацию в системах с расширенным спектром различают:
А)Когерентные контуры слежения
Б)Некогерентные контуры слежения
Когерентный контур - заранее известна частота несущего колебания принимаемого сигнала.
В сис-мах связи на основе CDMA исп-ся некогерентные контуры слежения. Среди них различают:
А)Контур автоподстройки по задержке
Б) Контуры внесения искусственных флуктуаций
Рассмотрим осуществления точной синхронизации некогерентного контура автоподстройки по задержке, упрощенная блок-схема:
Вначале этого этапа синхронизации временное рассогласование кодовых сигналов лежит в пределах длительности одного чипа кодового сигнала. Процедура осуществления точной синхронизации происходит следующим образом:
1) Ген-р кодсигнала формирует опорное ПСП 2-х типов с опережением и запаздыванием относительно принимаемого код.сигнала.
Поэтому сигналы на выходе соответственных перемножителей:
Vзап(t)= ALx(t-Td)g(t+τ)g(t+∆τ+τ-Tk/2)Cos(w0(t-Td)+φ)
Vоп(t)= ALx(t-Td)g(t+τ)g(t+∆τ+τ+Tk/2)Cos(w0(t-Td)+φ)
Проходя через фильтр ширина полосы пропускания которого существенно уже чем ширина спектра ПСП огибающие сигнала Vзап(t) Vоп(t) будут усредняться. В то же время среднее значение произведений:
g(t+τ)g(t+∆τ+τ ± Tk/2) представляют собой АКФ кодовых
2) Детекторы огибающей выделяют огибающую сигналов:Vзап и Vоп в связи с чем исключается модуляция принимаемого сигнала, поэтому на выходе детекторов получим:
Uз(t)= ALx(t-Td)|Ra(∆τ+τ-Tk/2)|
Uо(t)= ALx(t-Td)|Ra(∆τ+τ+Tk/2)|
Следовательно управляющий сигнал y(τ) на выходе сумматора будет определяться разностью 2-х АКФ:
y(t)=Uз(t)-Uо(t)= |Ra(∆τ+τ-Tk/2)|-|Ra(∆τ+τ+Tk/2)|
Организация абонентского доступа в стандарте IMT-MC
В течении штатного функционирования системы IMT-MC МС может находится в одном из следующих режимов:
1) инициализация МС
2) ожидание
3) доступ в систему
4) контроль канала трафика
Рассмотрим каждый из этих режимов более подробно:
Инициализация
После вкл питания МС приступает к
А) МС определяет с каким типом системы CDMA она будет работать (IS-95 или IMT-MC) После принятия решения МС определяет значение несущей, сканируя в пределах выделенной полосы частот и переходит к этапу (Б)
Б) Синхронизация по сигналу пилотного канала
МС осущ-ет поиск наиболее мощного пилот-сигнала БС, подстраивает под этот сигнал циклические сдвиги коротких ПСП, тем самым синхронизируется с БС. На выполнение данного этапа отводится строго определенный отрезок времени, если в течении этого времени захвата пилот-сигнала непроисходит, то МС возвращается к предыдущему этапу, если происходит , то МС переходит к сканированию канала синхронизации, используя тот же циклический сдвиг короткой ПСП, что и пилот-сигнал
В) Выделение синхро-сигнала
При захвате синхросигнала МС получает доступ к следующей информации:
точное время в системе; идентификаторы БС и MSC; параметры длинной ПСП; значение мощности сигнала в пилотном канале; скорость передачи данных в канале пейджинга
На этап (В) так же отводится строгий отрезок времени, если МС не удается принять синхросообщение , то возврат к предыдущему этапу, иначе переходим в режим ожидания
Ожидание
МС осуществляет просмотр канала пейджинга. Данная процедура, целью которой является прием сообщений пейджинг-канала выполняется в 3-х режимах:
А)непрерывный просмотр
Б) МС «договаривается» с БС в какой промежуток времени ей будут передаваться сообщения канала пейджинга
В) для каждой МС передаются лишь 2 битовые последовательности –индикаторы того, следует ли МС продолжать слежение за пейджинг-каналом или нет.
Переход в режим Б) дает экономию в энергопотреблении в 4 раза, в В) еще в 4 раза.
Режим доступа
Переход МС из режима ожидания в режим доступа происходит в результате одного из следующих событий:
1) Прием МС сообщения по каналу вызова, которое требует либо подтверждения, либо ответа
2) Инициирование вызова со стороны МС
3) Осуществление МС регистрации в сети
МС и БС обмениваются сообщениями по каналу пейджинга (down-link) и каналу доступа (up-link). В зависимости от причины перехода в режим доступа МС выполняет одну из следующих процедур:
А) Обновление информации полученной в сообщении типа заголовок
Б) Ответ на вызов
В) инициирование вызова со стороны МС
Г) Регистрация
Д) Ответ на команду или сообщение БС
3) Зависимость управляющего сигнала y(τ) от τ имеет следующий вид:
Если y(t)>0, то этот положительный управляющий сигнал указывает ГУН ↑ f следования ПСП,что в свою очередь приводит к ↓ задержки τ, если y(t)<0 , то все наоборот, т.е. этот отрицательный управляющий сигнал указывает ГУН ↓f следования ПСП и время задержки τ возрастает.
Процесс осуществления точной синхронизации считается завершенным, если в результате найденного значения τ произведение g(t+τ)g(t+∆τ+τ ± Tk/2) =1, что дает в итоге на выходе коррелятора суженный сигнал Z(t) , в последствии Z(t) подается на вход обычного демодулятора данных.
Недостатком данной схемы сопровождения является то, что цепи опережения и запаздывания должны быть точно синхронизированы, иначе y(t) будет сдвинут по фазе и соответственно его значение будет не нулевым, при нулевой ошибке
Регистрация МС (соединение с БС)
Поскольку возможно установление нескольких МС с одной и той же БС, то возникает проблема столкновений.
В IMT-MC данная проблема решается 2-мя способами:
1) БС организует раздельную работу МС путем назначения им различных каналов доступа, установив некоторое значение параметра ACC_CHAN в сообщениях о параметрах доступа. В этом случае МС случайным образом выбирает номер канала доступа в интервале от 1 до ACC_CHAN
2) Второй способ заключается в рандоминизации времени передачи сообщений различных МС. Суть этого способа соединения с Б основана на таком понятии как попытка доступа. Каждая попытка доступа включает последовательность проб, т.е. передач с нарастающей мощностью(см. рис).
После излучения запросного пакета МС ожидает ответа подтверждения от БС в течении опред.времени. Если ответное сообщение на запрос будет получено за время ожидания, то попытка доступа считается успешной, если подтверждение не получено, то МС ↑свою мощность и снова запрашивает доступ в случайное время.
Режим контроля канала трафика
Этот режим функционирования МС наступает либо после этапа ответа на вызов, либо при успешном завершении инициирования вызова и установления связи с БС. В данном режиме МС осуществляет обмен информацией с БС используя канал прямого и обратно трафика.
Основные этапы:
А) инициализация канала трафика
Б) ожидание команды
В) ожидание ответа
Г) Разговор абонентов (или передача данных)
Д) Завершение разговора (передачи данных)
Управление мощностью в системах с расширенным спектром
Важнейшей задачей любой сотовой системы связи в том числе и системой с расширенным спектром является достижение максимально возможного количества одновременно обслуживаемых абонентов в одном секторе БС.
В системах на основе технологии CDMA это достигается в том случае , если Eb/N>(Eb/N)треб
Полагая, что I>>N0 то Eb/I=PsW/R /сумм(Pi)
для достижения мин Eb/N необходимо чтобы мощности на входе приемника БС от всех МС были одинаковыми, т.е P1=P2=…=Pi-1=Pi=Pn-1=Ps (*)
Тогда Eb/N=(W/R) /(n-1)
Отсюда, теоретически достижимое кол-во одновременно обслуживаемых абонентов: n-1=(W/R) / (Eb/N)треб
Т.о. достижение условия (*) является ключевым в системах CDMA для обеспечения мах емкости в секторе БС
Основные требования на характер управления мощностью в CDMA:
1) Расстояние между различными МС расположенными в зоне обслуживания БС и местом размещения БС может различаться в 100 раз, что приводит к тому, что уровень сигнала на БС от разных МС может различаться на 80 ДБ в том случае, если они излучают одинаковую мощность.
Вывод: должен использоваться метод управления мощностью МС с достаточно высоким динамическим диапазоном.
2) Явление многолучевости приводит к появлению замираний принимаемого БС сигнала от МС при перемещении МС, причем глубина этих замираний может достигать 30 ДБ
Вывод: Должен использоваться адаптивный метод управления мощностью МС, способный отслеживать замирания сигнала МС.
С целью реализации изложенных треб-й упр-я мощностью в системах сотовой связи с расш спектром предусматривается три одновременно действующих механизмов регулировки мощности:
А) В прямом канал (БС-МС), по типу «разомкнутая петля»
Б) В прямом канале (БС-МС), по типу «замкнутая петля»
В) В обратном канале (МС-БС)
А) по типу «разомкнутая петля» (открытый цикл):
МС после включения ищет пилот-сигнал БС, после синхронизации с БС МС получает от БС первоначальную служебную инф-ю о параметра сети, среди которой содержатся сведения об уровне мощности излучаемого БС «пилот-сигнала» Рбс.
МС при приеме пилот сигнала измеряет его уровень Рпр.мс. Далее МС производит вычисления для определения той мощности, которой МС необходимо излучить в сторону БС.
Принцип вычисления основан на следующем:
Рассмотрим обратный канал МС-БС. Минимально необходимый уровень SNR при приеме на БС сигнала от МС равен: SNR=Pмс-L-PN, дБ (1)
Pмс- в Дбм- мощность излучения МС PN- мощность тепловых и интерф-ых шумов в ДБ
L- потери на трассе между МС и БС Тогда: Pмс=SNR+L+PN,дБ (2)
Рассмотрим теперь прямой канал БС-МС.
Принимаемая мощность на МС очевидно можно определить как: Pприема мс=Pбс-L, дБм (3), где:
Pбс- мощность излучения БС, ДБм Из (3) имеем, что: L=Pбс-Pприема мс
И подставляя эту формулу в (2) окончательно получим:
Pмс=SNR+Pбс-Pприема мс+PN,(4) где:
SNR+PN - const, ДБ
Задавшись требуемой величиной c/ш и эмпирически заданной величиной PN можно определить требуемую величину излучения МС. На практике величина const определяется стандартом системы CDMA , а измерение Pприема мс и регулировка Pмс на основе выражения (4) по типу «разомкнутая петля» происходит с периодичностью менее 50 мс
Схема формирования пилот-канала и синхроканала в IS95
IS-95 исп-ся 3 кодовые послед-ти: код Уолша, короткий и длинный коды.
В прямом канале:
Код Уолша (64) - кодовое разделение на 64 канала CDMA и осуществление прямого расширения спектра инф-го сигнала.
Короткий код (215-1) - разделение сигналов БС по величине циклического сдвига(разделение секторов БС)
Длинный код (242-1)-определяет адресный признак АС.
БС стандарта IS-95 может одновременно передавать сигналы по 64 каналам, что определяется количеством используемых функций Уолша.
Из них: 1 – пилотный(w0) 1- синхроканал(w32) 1-7(w1-w7) пейджинговых Остальные (55-61)(w8-31 и ц33-63) для трафика.
Рассмотрим обобщенную схему формирования прямых каналов на БС в стандарте IS-95: