Поэтому

К_{и ос}= U_вых/U_вх1= К_и U_вх2/(U_вх2+U_ос)= К_и U_вх2/(U_вх2+*U_вых)= К_{и *}U_вх2/(U_вх2+*К_И*U_вх2)=

=К_и /(1+*К_И)

К_{и ос}=К_и /(1+*К_И)

Величину 1+*К_И называют глубиной ОС (к-том грубости схемы), а величину *К_И называют петлевым усилением. Если глубина ОС достаточно велика, то |*К_И|>>1 и

К_{и ос}=1/.

Отсюда можно сделать вывод: если глубина ООС достаточно велика, то к-т усиления усилителя, охваченного ОС К_{и ос}, зависит только от св-в цепи ОС и не зависит от св-в цепи прямой передачи.

31. Классификация ос в усилителях. Влияние коэффициента ос на Ку усилителя при оос/V.

Электрическая цепь по которой часть сигнала с усилителя подводится обратно на вход называется обратной связью.

Количественно обратная связь оценивается коэффициентом обратной связи, который показывает, какая часть сигнала поступает обратно на вход:

Классификация обратной связи:

1 ) по напряжению 2) по току

т ок обратной связи пропорционален току нагрузки

3) параллельная 4) последовательная

5) положительные (ПОС)

(переменная)

Сигнал имеет одинаковую полярность, т.е. они суммируются.

(постоянная)

6) отрицательные (ООС)

Характеристики и параметры усилителя. Последовательная ООС по напряжению.

К_У- собственный коэффициент усиления

П ри К_У 1,

Тем не менее на практике применяют ООС, т.к. она значительно улучшает характеристики усилителя.

32. Влияние ос на характеристики усилителей (стабильность ку, rвх, rвых, полосу пропускания).

1) стабильность коэффициента усиления

, т.к.

-относительное изменение коэффициента К_ООС

- относительное изменение коэффициента К_У (без обратной связи)

Относительное изменение К_ООС в раз меньше, чем относительное изменение К_У без обратной связи стабильность усиления выше.

2) ООС увеличивает рабочую ширину частот

К _У, усилителя не охватывает ОС, а определяется лишь параметрами цепи ОС (т.е. сопротивлениями резисторов-делителей).

Для получения точного значения …

т.е. входное сопротивление усилителя, охватывать ОС, увеличить в раз. Это позволяет значительно разгрузить источник входного сигнала.

33. Ключевые схемы на пт и бт. Энергетика ключевой схемы.

34. Ключевые схемы на пт. Эмиттерный повторитель, схемотехника, особенности, пути повышения входного сопротивления эмиттерного повторителя.

Транзисторная импульсная и цифровая техника базируется на работе транзистора в качестве ключа. Замыкание и размыкание цепи нагрузки — главное назначение транзистора, работающего в ключевом режиме. По аналогии с механическим ключом (реле, контактором), качество транзисторного ключа определяется в первую очередь падением напряжения (остаточным напряжени­ем ) на транзисторе в замкнутом (открытом) состоянии, а также остаточным током транзистора в выключенном (закрытом) состоянии.

Важность рассмотрения свойств транзисторного ключа для уясне­ния последующего материала вытекает из того, что путем изменения состояний транзистора в последовательной цепи с резистором и ис­точником питания осуществляются, по сути дела, формирование сиг­налов импульсной формы, а также различные преобразования им­пульсных сигналов в схемах и узлах импульсной техники. Транзи­стор применяют также в качестве бесконтактного ключа в цепях постоянного и переменного токов для регулирования мощности, под­водимой к нагрузке.

Основой всех узлов и схем импульсной и цифровой техники яв­ляется так называемая ключевая схема — каскад на тран­зисторе, работающем в ключевом режиме. Построение ключевой схе­мы подобно усилительному каскаду. Транзистор в ключевой схеме может включаться с общей базой, общим эмиттером и общим коллек­тором. Наибольшее распространение получила схема ОЭ. Этот вид включения биполярного транзистора и используется далее при рас­смотрении ключевого режима его работы.

Ключевая схема на транзисторе типа р-п-р показана на рис. а, Транзистор Т выполняет функцию ключа в последовательной цепи с резистором R_к и источником питания.

Для удобства рассмотрения процессов в схеме в режимах откры­того и закрытого состояний транзистора воспользуемся графо-ана-литическим методом, основанным на построении линии нагрузки а — б по постоянному току (рис. б). Линия нагрузки описывается со­отношением и проводится так же, как для уси­лительного каскада. Точки пересечения линии нагрузки с вольт-ам­перными характеристиками транзистора определяют напряжения на элементах и ток в последовательной цепи.

Режим запирания (режим отсечки) тран­зистор а осуществляется подачей на его вход напряжения поло­жительной полярности (U_ВХ > 0), указанной на рис. а без скобок. Под действием входного напряжения эмиттерный переход транзистора запирается U_БЭ> 0) и его ток I_Э = 0. Вместе с тем через резистор R_б протекает обратный (тепловой) ток коллекторного перехода I_К0. Режиму закрытого состояния транзистора соответствует точка /И₃ (рис.б).

Протекание через нагрузку теплового тока I_К0 связано с тем, что транзистор в закрытом состоянии не обеспечивает полного отключе­ния нагрузочного резистора R_к от источника питания. Малое значе­ние I_К0 является одним из критериев выбора транзистора для ключе­вого режима работы.

Величину запирающего входного напряжения U_ВХ.ЗАП выбирают из расчета того, чтобы при протекающем через резистор R_б тепловом токе было обеспечено выполнение условия

(3.1)

Напряжение U_бэ для германиевых транзисторов составля­ет 0,5 — 2 В.

Режим открытого состояния транзистора достигается изменением полярности входного напряжения (U_ВХ< 0) и заданием соответствующего тока базы. Открытое состояние транзистора характеризует точка М₀ на линии нагрузки.

Определим необходимые условия для создания открытого состоя­ния транзистора. С этой целью предположим, что при U_ВХ < 0 ток базы I_б увеличивается постепенно.

Увеличению тока базы будет соответствовать увеличение тока кол­лектора и перемещение рабочей точки из положения М₃ вверх по ли­нии нагрузки. Напряжение U_кэ транзистора при этом постепенно уменьшается.

До некоторого граничного значения тока базы (I_б.ГР) сохраняется известная пропорциональная зависимость между I_к и I_б:

(3.2)

где — статический (усредненный) коэффициент передачи тока транзистора в схеме ОЭ (а не дифференциаль­ный коэффициент , действительный для малого входного сигнала).

Точка М₀ при токе базы I_б._гр характеризует «полное» открытие транзистора. Через транзистор и резистор R_к протекает ток

(3.3)

где — падение напряжения (остаточное напря­жение) на транзисторе в открытом состоянии.

Остаточное напряжение , являющееся существенным па­раметром транзистора в импульсном режиме работы, должно быть минимальным. В зависимости от типа прибора напряжение лежит в пределах 0,05—1 В. Ввиду относительно малого остаточного напряжения по сравнению с E_K расчет тока I_K открытого транзистора проводится по формуле

I_K = Е_К / R_К (3.4)

С учетом формулы (3.2) находят граничное значение тока базы I_Б.ГР открытого транзистора, при котором наблюда­ется пропорциональная зависимость тока коллектора от тока базы:

(3.5)

Таким образом, точка М₀ на рис. 3.3, б представляет собой точку пересечения линии нагрузки с начальным участком коллекторной характеристики транзистора при I_б= I_б.гр

При дальнейшем увеличении тока базы (I_б> I_б.гр ) остаточное напряже­ние остается почти неизмен­ным, так как все коллекторные ха­рактеристики транзистора при I_б> I_б.гр практически проходят через точку М₀ на рис. 3.3, б. Режим ра­боты открытого транзистора при I_б> I_б.гр называют насыщенным, а отношение — коэф­фициентом насыщения транзистора.

Режим насыщения широко ис­пользуют для обеспечения открытого состояния транзистора. Его открытое состояние при этом становится более устойчивым к воздействию помех во входной цепи, а положение точки М₀ не зависит от изменения коэффи­циента передачи тока β_СТ транзисто­ра, в частности, с понижением тем­пературы. В режиме насыщения ток базы транзистора

(3.6)

где коэффициент 5 для надежного на­сыщения транзистора в требуемом температурном диапазоне может со­ставлять 1,5—3. Найденный ток ба­зы обеспечивается параметрами вход­ной цепи ключевой схемы:

Рассмотрим процессы, протекающие в ключевой схеме при нали­чии на ее входе управляющего импульса напряжения (рис. 3.4, а). Это необходимо для выяснения свойств схемы при передаче импульс­ных сигналов. Примем входной импульс напряжения идеальной пря­моугольной формы (длительности переднего и заднего фронтов импуль­са равны нулю).

На интервале t₀-t₁ когда входной импульс напряжения отсутствует, транзистор заперт напряжением U_ВХ.ЗАП положительной по­лярности. Токи I_б, I_K; определяются тепловым током транзистора I_К0 (рис. 3.4, б, в). Напряжение на транзисторе (рис. 3.4, г).

С момента времени t₁ (рис. 3.4, а) процессы в схеме обусловлива­ются отпиранием транзистора входным импульсом напряжения от­рицательной полярности U_ВХ.ОТП. Это сопровождается изменением тока i_K и напряжения u_КЭ транзистора (рис. 3.4, в, г). Как видно из диаграмм, характер изменения i_K и u_КЭ при отпирании транзистора отличается от вызвавшего их скачкообразного изменения входного напряжения. Отличие обусловлено инерционностью транзистора и проявляется в постепенных нарастании тока i_K и уменьшении напря­жения u_КЭ . В первом приближении можно принять, что изменения i_K(t) и u_КЭ(t) происходят по экспоненте. Тогда инерционность транзи­стора может быть учтена эквивалентной постоянной времени (2.78) в предположении , где — интег­ральная (для большого сигнала) емкость коллектор­ного перехода транзистора в схеме ОЭ.

Если принять, что ток базы в интервале отпирания имеет прямо­угольную форму с амплитудой (рис. 3.4, б), то вызванный им ток i_K(t) будет изменяться по закону

(3.8)

Коллекторный ток возрастает по экспоненциальному закону, стремясь к (см. рис. 3.4, в). Однако, достигнув пре­дельного значения , ток i_к в дальнейшем не изменяется и формирование фронта импульса i_К заканчивается.

Положив в формуле (3.8) i_К = I_К , находим длительность фронта нарастания коллекторного тока транзистора:

(3.9)

С учетом того, что , имеем

(3.10)

Из соотношения (3.10), следует, что длительность фронта импуль­са сокращается с увеличением коэффициента насыщения транзистора. Это объясняется тем, что большему коэффициенту 5 соответствует больший отпирающий базовый ток, вследствие чего ток коллектора достигает установившегося значения за меньший интервал времени. Так, например, при τ_В = 5 мкс и s = 3 получаем t_Ф = 2,03 икс.

П ри s = 1 (транзистор при отпирании работает в активном режиме) соотношение (3.10) не может быть использовано для определения t_ф. В этом случае уместно говорить об активной длительности фронта, определяемой относительно уровней 0,1 и 0,9 установившегося зна­чения коллекторного тока (3.8):

Характер изменения u_КЭ (1) при отпирании транзистора (рис. 3.4, г) подчиняется зависимости .

В момент времени t₃ действие входного отпирающего импульса напряжения заканчивается. К базе транзистора прикладывается за­пирающее напряжение U_ВХ.ЗАП (рис. 3.4, а).

С приложением запирающего напряжения ток коллектора и напря­жение u_КЭ в течение некоторого интервала времени остаются неиз­менными, а транзистор по-прежнему открыт. Создается задержка в запирании транзистора. Это объясняется тем, что к моменту времени t₃ транзистор находится в режиме насыщения и при наличии запираю­щего сигнала ток коллектора поддерживается уходящими из базы в коллектор избыточными носителями заряда (дырками). Только после ухода (рассасывания) избыточных носителей и перехода транзистора в активный режим ток коллектора начинает уменьшаться, а напряжение на коллекторе — возрастать (рис. 3.4, в, г). Помимо ухода избыточных носителей заряда по цепи коллектора их рассасы­вание осуществляется и по цепи базы за счет протекания обратного тока I_б.обр, вызванного запирающим напряжением. Обратный (инверс­ный) ток базы при этом ограничивается сопротивлением К₆ входной цепи:

Время, в течение которого происходит рассасывание избыточного заряда в базе, называется временем рассасывания t_P (рис. 3.4, в). Это время пропорционально коэффициенту насыщения s. Следующий затем интервал спадания тока i_K определяет время заднего фронта (среза) t_C коллекторного тока.

При определении t_P и t_C необходимо решать уравнение, описываю­щее изменение заряда в базе. Ввиду пропорциональности заряда в базе току коллектора (базы) процесс, протекающий в транзисторе после момента времени t₃, выражается через токи транзистора в сле­дующем виде:

(3.11)

где — эквивалентная постоянная времени, примерно равная вре­мени жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыще­ния, но меньшая постоянной времени (2.79), действительной для активного режима .

Выражение (3.11) является уравнением экспоненциальной кри­вой, показанной в интервале t₃ — t₄ пунктиром (рис. 3.4, б).

П оложив в выражении (3.11) нахо­дим

(3.12)

При

(3.13)

После выхода транзистора из насыщения ток i_К (t) уменьшается от значения I_H, также стремясь к (рис. 3.4, в), т. е.

(3.14)

Положив в формуле (3.14) i_К = 0, получаем

(3.15)

Длительности t_Ф, t_P, t_C характеризуют быстродействие транзисторного ключа. Как следует из выражений (3.9), (3.12), (3.15); они зависят от частотных свойств используемого транзистора и пара­метров импульса базового тока. Порядок их величин составляет от долей единицы до единиц микросекунды.

В настоящее время широко используется (особенно в интегральных микросхемах) ключевой режим работы кремниевых транзисторов типа п-р-п.

По построению и характеру работы ключевая схема на транзисто­ре типа п-р-п аналогична схеме рис. 3.3, а. Отличие заключается в противоположных полярностях напряжения питания Е_К и отпираю­щего напряжения U_ВХ.ОТП, а также в противоположных направле­ниях токов базы, эмиттера, коллектора.

Кремниевые транзисторы, в частности типа п-р-п, имеют доволь­но малый тепловой ток I_K0. Влияние тока I_К0 в выходной и входной цепях закрытого транзистора пренебрежимо мало. По этой причине запирание этих транзисторов осуществимо при U_ВХ.ЗАП = U_бэ = 0. Эта особенность кремниевых транзисторов дает важное практическое пре­имущество - возможность исключить дополнительные источники запирающего напряжения в базовых цепях, необходимые для германие­вых транзисторов.

ИССЛЕДОВАНИЕ КЛЮЧЕЙ ИА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Цель работы — изучение принципа работы, статических и динамических характеристик, способов повышения быстродей­ствия, методов расчета, настройки и экспериментального исследо­вания ключей на биполярных транзисторах.

Теоретические сведения и методические указания

Ключи на биполярных транзисторах составляют основу боль­шинства импульсных и цифровых схем, с их помощью реализуются наиболее широко используемые схемы транзистор-транзисторной логики ТТЛ. В отличие от диодных транзисторные ключи обладают усилительными свойствами, что позволяет получить на выходе больший по амплитуде сигнал, чем на входе; формировать более крутые фронты импульсов; подключать к выходу ключа большую нагрузку.

Наибольшее распространение получил ключ с общим эмиттером (рис. 4.5, а), в котором активная нагрузка R_K включена в цепь кол­лектора транзистора.

При U_ВХ 0 ключ разомкнут (отсечка коллекторного тока), эмиттериый и коллекторный переходы обратно смещены. При этом

П ри u_ВХ = U_ВХ ключ замкнут (транзистор в режиме насыщения), эмиттерный и коллекторный переходы прямо смещены, а ток кол­лектора i_K = I_KH практически определяется внешними по отноше­нию к транзистору элементами: I_KH=Е_к / R_к.

Для насыщения транзистора значение U_ВХ должно удовлетворять условию

где γ — степень насыщения (γ =2...3).

Процессы переключения начинаются в моменты подачи и сня­тия входного сигнала u_ВХ и иллюстрируются временными диаграм­мами (рис. 4.5, б). До момента t₁ транзистор закрыт, в коллектор­ной и базовой цепях протекают малые токи i_K = i_Б =I_KO. При по­ступлении входного импульса в базе начинает протекать ток

Переходный процесс переключения ключа состоит из четырех этапов:

1. Этап формирования переднего фронта выходного импульса. На этом этапе коллекторный ток увеличивается от I_Ko до 0,9I_KН, транзистор работает в активном режиме и начиная с момента t₁ в объеме базы происходит накопление неосновных носителей до ве­личины граничного заряда Q_ГР, который соответствует выходу тран­зистора на границу режимов: активного и насыщения.

2. Этап накопления избыточного заряда Q_ИЗБ неосновных носи­телей в базе (t₂ — t₃) характеризуется тем, что транзистор в насыщении, его коллекторный ток i_к = I_Кн, а заряд экспоненциально нарастает до значения, определяемого током I_БНγ. Постоянная времени экспоненты определяется частотными свойствами тран­зистора.

3. Этап рассасывания избыточного заряда (t₄ — t₅) начинается с момента окончания входного импульса и заканчивается при Q₅ =Q_ГР. Транзистор выходит на границу режимов насыщения и активного. Далее начинает формироваться спад выходного импульса. Длительность этапа рассасывания характеризуется временем t_PAC, а характер изменения заряда, как и при накоплении зарядов,— экс­поненциальный с той же постоянной времени.

При рассасывании эмиттерный и коллекторный переходы смеще­ны в прямом направлении, т. е. входное сопротивление транзистора мало. Поэтому в момент окончания входного импульса под дей­ствием напряжения Е_см базовый ток меняет направление на про­тивоположное и равен I_Б2 Е_CM/R_Б.

4. Этап формирования спада выходного импульса (t₅ — t₆) ха­рактеризуется тем, что коллекторный ток уменьшается от значе­ния I_KH до 0,1I_КH, а заряд неосновных носителей в базе—до 0,1Q_ГР. Транзистор на этом этапе работает в активном режиме. Нетрудно заметить, что частотные характеристики транзисторного ключа определяются временами переходных процессов формиро­вания фронта и спада импульсов ( и ) и временем рассасывания t_PAC. Так как изменять постоянную времени конкретного транзисто­ра разработчик не может, то для повышения быстродействия следует увеличивать максимальные значения заряда неосновных носителей в базе и одновременно уменьшать степень насыщения транзи­стора. Этого можно достичь различными схемными способами, наи­более простым и универсальным из которых является включение формирующей (ускоряющей) емкости (показана штрихом на рис. 4.5, а). С ее помощью удается существенно увеличить ток базы в процессе формирования фронта импульса. Так, в первый момент t₁ весь ток базы течет через емкость, минуя резистор R₂, увеличивая скорость накопления заряда Q_Б, а, следовательно, уменьшается длительность . По мере заряда конденсатора этот ток уменьшает­ся и в установившемся процессе становится равным i_Б I_бн. Из­быточный заряд отсутствует, поэтому t_рас 0. По окончании вход­ного импульса конденсатор подключается запирающим напря­жением к базе транзистора, способствуя тем самым ускорению процесса формирования спада импульса.

Существует оптимальное значение емкости конденсатора С, превышение которого может вызвать снижение быстродействия. Так, при большом значении С и малой длительности импульса ток в базе не успеет уменьшиться до I_бн и транзистор к концу входного импульса будет находиться в режиме глубокого насыщения. Дру­гой причиной может стать затягивание разряда емкости после окон­чания входного импульса, так как она может не успеть разрядиться за время t_PAC + через малое входное сопротивление транзистора. В этом случае разряд частично будет происходить при закрытом транзисторе с большей постоянной времени.

Повышение быстродействия транзисторного ключа можно до­биться и введением нелинейной отрицательной обратной связи ООС с помощью высокочастотного диода VD (рис. 4.5, а). В момент при­хода входного импульса диод закрыт, так как на его аноде напряжение — Е_к, и транзистор форсированно открывается большим током i_Б. По мере отпирания транзистора его коллекторное напря­жение растет (становится более положительным) и в момент, когда оно сравнивается с напряжением катода диода, определяемым дели­телем R1, R2 диод открывается, закорачивая среднюю точку дели­теля на коллектор транзистора. Вступает в действие ООС, суть ко­торой состоит в том, что чем больше открывается транзистор, тем меньше ток базы. В итоге транзистор остается в активном режиме вблизи границы насыщения, что исключает этап рассасывания.

Исходными данными для расчета параметров транзисторного ключа являются входное напряжение u_ВХ, длительность импульсов t_И, выходное сопротивление генератора R_ВН, амплитуда выходных импульсов U_{ВЫХ M} т, сопротивление и емкость нагрузки R_Н и С_Н.

Расчет элементов схемы ведется следующим образом.

1. Определяют напряжение источника питания E_K из условия E_K=(1,1…1,2)U_ВЫХm

2. Из условия R_K << R_H выбирают сопротивление R_K.

3. Определяют I_KH= E_K/ R_K и значениям E_K и I_K выбирают транзистор, учитывая необходимый запас (1,5 по напряжению, 2 то току) для обеспечения надежности.

4. Определяют требуемый базовый ток

где γ= 1,2...2.

5. Находят суммарное сопротивление резисторов R₁ и R₂, обес­печивающих требуемую степень насыщения транзистора в уста­новившемся режиме, и сопротивление R_Б

где берется из справочника для данного типа транзистора при максимальной температуре.

6. Из условия форсированного отпирания транзистора большим базовым током, протекающим через разряженный конденсатор С (i_бн 0,5I_Бдоп), где I_Бдоп — максимально допустимый ток базы, определяют сопротивление резистора R1:

7. Определяют , и без влияния формирующего конденсатора С

где , - граничная частота транзистора, включённого по схеме с общей базой.

8. Подсчитываем ёмкость ускоряющего конденсатора

9. Определяют , и при наличии С. Для этого в фор­мулы п.7 вместо подставляется значение .

10. Для схемы с нелинейной обратной связью сопротивления резисторов R1 и R2 выбирается из соотношений

где U_K — коллекторное напряжение ненасыщенного транзистора, принимаемое обычно U_K = 0,5 ... 0,8 В.