5.2. Особливості аналізу сигналу в резонансних термометрах та приклади схемних вирішень

Кварцові резонансні термометри мають добру термочутливість і точність, але не лінійність градуювальної характеристики накладає значні обмеження. Запропонована поліноміальна апроксимація термічної характеристики і організація обчислень по алгоритму, реалізації інтерполяційного поліному Лагранджа, який добре передає форму характеристики. Використання в цифровому кварцовому термометрі послідовно з’єднаних блоку апроксимації і блоку корекції дає можливість реалізації любого члена формули

(5.3)

де – температурний коефіцієнт частоти;– калібровочніі поточні значення температури, що дозволяє зменшити похибку до 0,01 К.

Варіант кварцового термометра, реалізую чого адаптивний алгоритм і функціонуючого з декількома резонаторами, зображено на рис.5.2.1. Арифметичний пристрій 3 термометра вирішує наступні задачі:

• За результатами порівняння з реперними точками на етапі підготовки вираховує значень поправок і вагомих коефіцієнтів.

• Коректує значення поправок і коефіцієнтів по результатам порівняння сигналів від резонаторів з сигналом, відповідної групової оцінки параметру;

• Забезпечує розрахунок середнього значення параметра;

• Виконує оперативний обмін інформації з запам’ятовуючим пристроєм.

Така структура термометра дозволяє зменшити похибку, викликані не лінійністю характеристик і тепловою інерційністю кварцових резонаторів. При цьому зменшуються як систематичні, так і складові похибки, пов’язані з зміною характеристик резонаторів в процесі експлуатації.

Рис. 5.2.1. Кварцовий термометр з декількома резонаторами: – резонатори; 1 – комутатор; 3 – арифметичний пристрій; 4 – запам’ятовуючий пристрій; 5 – пристрій управління; 6 – пристрій індикації.

Двоканальні кварцові термометри, , прикладом яких може бути термометр фірми Hewlett-Packard,мають в своєму складі два резонатори, включених по автогенераторній схемі. При використанні двох термочутливих резонаторів можна за значеннями резонансних частот визначити температуру двох датчиків та різницю температур. Реалізація кварцового термометра технічно спрощується, якщо один з резонаторів являється температуро незалежним (опорним). В цьому випадку інформацію про температуру несе різниця частот, тобто потрібно вимірювати порівняно низьку частоту.

Резонансний термометр, схема якого наведена на рис. 5.2.2, автоматично проводить вимірювальні операції при поступленні ехо-сигналу на вхід вхідного каналу. Це забезпечується блоками 8 – 10, які виключають помилковий запуск схеми. Виділення груп імпульсів відбувається елементами І 15 та 16, а їх інтегрування – інтегратором 18.

Рис. 5.2.2. Ультразвуковий резонансний термометр з фазовим аналізом сигналу: 1 – резонатор; 2 – узгоджувальна ланка ; 3 – звукопровід; 4 – перетворювач; 5 – генератор; 6 –модулятор; 7, 17 – підсилювачі-обмежувачі; 8 – схема захисту; 9, 21–ключі; 10, 13 – схеми запуску;11 - формувач першого строб-імпульсу; 12 – формувач інтервалу; 14 - формувач другого строб-імпульса; 15, 16, 25 – елементи І; 18 – інтегратор імпульсів; 19 – аналогове запам’ятовуючий пристрій із схемою управління; 20, 22 – інтегратор управління;23 – схема встановлення фази; 24 – схема управління частотоміром; 26 - частотомір; 27 – перетворювач коду; 28 – реєстратор.

При досліджені схеми модулятора 6 термометра було досліджено, що порушення симетрії пакету коливань відносно нульової лінії призвело до появи в початку і кінці передачі декількох періодів паразитного сигналу, який являє собою коливання магнітострикційного перетворювача на власній резонансній частоті. Це пов’язано з тим, що порушення симетрії еквівалентне накладенню на корисний сигнал прямокутного імпульсу, фронт і спад якого генерував паразиті коливання. Тому в схемі модулятора (рис. 5.2.3), модернізована, було передбачене точне регулювання симетрії (резистором R 11). Транзистори VT 6, VT 7 на рис. 5.2.3 призначенні для заземлення входу підсилювача потужності в паузах між посиланнями,що знижує рівень перешкод. Підсилювач потужності можна розробляти по звичайній без трансформаторній схемі.

Рис. 5.2.3 Принципова електрична схема модулятора термометра.

Блоки 11 – 14 (рис. 5.2.2) забезпечують стропування двох груп імпульсів до і після мінімуму ехо-сигналу, який формується на виході елементів І 15 і 16. На вхід цих елементів подається підсилений і обмежений (на рівні ТТЛ – логіки) ехо-сигнали разом з прямим (15) і інвертованим (16) сигналами генератора. Для якісного формування прямокутних імпульсів з ехо-сигналу попередньо підсилення останнього цілеспрямовано призводить безпосередньо після магнітострикційного перетворювача. Установка підсилювача (рис.5.2.4,а) в корпусі перетворювача відчутно покращує відношення сигнал-шум і вилучає шунтуючі впливи коливань. Конденсатор С1 дозволяє в невеликих межах коректувати амплітудну – частотну характеристику (АЧХ) перетворювача. Амплітуда сигналу з виходу попереднього підсилення достатньо для безпосереднього перетворення в прямокутні сигнали без додаткового зусилля. Для перетворення сигналу ТТЛ- рівня можна використати компаратор з відкритим виходом, наприклад DA1 типу 554 СА3 (рис.5.2.4,б). Щоб зменшити вплив рівня відсічення шумів на вході, без попереднього встановлення резистора R3, на площу імпульсів з виходу DA1 (дивитись рис.6.4,в), представлений скид рівня відсічки в нуль при поступленні на вхід першого отриманого ехо-сигналу. Скид відбувається відкривання транзистора VT1 на час проходження ехо-сигналу. Це дозволяє, з одної сторони, встановити достатньо високий рівень відсічки шумів і, з другої сторони, до мінімуму стиснути похибку за рахунок відсічки.

Рис.5.2.4 Схема попереднього підсилення (а) і вхідних послідовностей термометра (б).

Найбільш важливим елементом термометра являється інтегратор імпульсів 18 (дивитись рис. 5.2.2), від якості роботи якого залежать метрологічні характеристики термометра в цілому. Приклад виконання інтегратора наведений на рис. 5.2.5,а. Дві групи одно полярних імпульсів з виходів логічних схем (рис. 5.2.5,б,в ) перетворюються в DA1 в дві різнополярні групи імпульсів одної ( по модулю) амплітуди (рис. 5.2.5,г), який інтегрується в DA2 (рис. 5.2.5,д). Для компенсації дрейфу напруги зміщення на виходах DА1, DA2 передбачений блок компенсації на DА3, який видаляє зміщення в паузах між циклами інтегрування. Польові транзистори VT1 – VT3 виконують функції комутаторів.Вихідний сигнал інтегратора являється інформаційним параметром про ступень різниці частот генератора 5 і резонансної частоти резонатора 1 і подається на вхід інтегратора управління 22 для здійснення операції пере настройки генератора. Тому що інтегратору управління властиві типічнінедостатки аналогових мікросхем (пов’язаних з дрейфом характеристик), тому кращий результат дає застосування в якості елемента управління генератором цифро аналогового перетворювача. Щоб виключити деяку нестійкість схеми термометра, пов’язану з коливаннями сумарної вольт-секундної площі від температури (площа періодично змінюється від нуля до максимального значення), передбачена схема установки фази 23 (дивитись рис. 5.2.2), яка своїм імпульсом надає нове значення фази сигналу генератора при поступленні на вхід ехо-сигналу.

Недоліком схеми термометра на рис. 5.2.2 є її інваріантність по відношенню до умови і. Останнє може виникнути при великому відхиленню частоти генератора від резонансного значення, що призводить до відбиття сигналу від чутливого елемента практично без зміни форми, тобто. Як від плоскої перешкоди.

Рис. 5.2.5 Схема інтегратора імпульсів термометра.

Тому в порядку вдосконалення схема була доповнена другим каналом для грубого пошуку резонансної частоти (рис. 5.2.6,а), в якій використовується той факт, що по мірі приближення частоти збудження до резонансної зростає амплітуда сигналу випромінювання резонатора (дивитись ділянку /// на рис. 3.5, б). Ехо-сигнал (рис. 5.2.6, б) магнітострикційного перетворювача поступає на детектор 1 (рис. 5.2.6, в), після чого із сигналу на ділянках // та /// (дивитись рис. 3.5, б) стробуючими ключами 2 і 3 виділяється однакова кількість на півперіодів (рис. 5.2.6, г,д). Далі дві групи напівперіодів роздільно інтегруються інтеграторами 4 і 5, відношення вхідних сигналів яких (рис. 5.2.6,е,ж) оцінюється в аналоговому дільнику 6. В якості останнього може застосовуватись польовий транзистор з двома затворами (наприклад, КП350). Якщо відношення перевищує деяке наперед задане значення, компаратор 7 своїм імпульсом переводить термометр в режим точного налаштування (за схемою на рис 5.2.2). Виходи інтеграторів 4 та 5 мажна також безпосередньо включити на вхід компаратора 7.

Описані термометри успішно функціонують в діапазоні частот 50 – 300 кГц, забезпечуючи похибку вимірювання температури менше 1%. Діапазон вимірювання температури визначається вибором матеріалу чутливого елемента.

Технічні характеристики резонансних термометрів.

Діапазон вимірювання температури…………………………	визначається властивостями матеріалу ЧЕ
Протяжність сигналу передаючого каналу, мкс…………….	близько 250
Діапазон частот, кГц…………………………………………..	50 – 300
Частота проходження пакетів коливань, с-1…………………	100 – 120
Максимальна температура електроакустичного перетворювача, К……………………………………………..	приблизно 600
Допустиме затухання в звукопроводі, дБ…………………….	приблизно 30
Добротність чутливого елемента…………………………….	приблизно 50
Похибка вимірювання температури. %................................	0,1 – 1,0

Рис. 5.2.6. Канал грубого пошуку резонансної частоти.