dsd11-12 / dsd-11=ТКС / dsd-11=ТКС / Kulakov

Коэффициент гармоник

Коэффициент гармоник отражает степень нелинейных искажений одночастотных гармонических сигналов

Uвх(t )= U1sin щ1t .

Коэффициент гармоник является отношением эффективных значений гармоник к эффективному значению суммарного выходного сигнала, выраженным в процентах

где Uon – амплитуда n–ой гармоники (составляющей выходного сигнала с частотой nω1). Для относительно малых искажений (<10%)

Параметры для оценки интермодуляционных искажений

Коэффициент интермодуляционных искажений используется для оценки свойств систем при передаче сложных (многочастотных) сигналов

Uвх(t )=U1 sin щ1t +U2 sin щ2t ,

и имеет вид

N ∑Uokl2

где Uokl – амплитуды комбинационных составляющих выходного сигнала kω1 ± ω2; Uo1 и Uo2 – амплитуды составляющих выходного сигнала с частотами ω1 и ω2, соответственно.

Точка пересечения с продуктами интермодуляции является мощностью входного (IIP) или выходного (OIP) сигнала основных частот, при которой мощности основного сигнала и линейной аппроксимации в логарифмическом масштабе продуктов интермодуляции равны (рис. 3.2).

Если амплитуды бигармонического сигнала одинаковы и равны U, то все составляющие выходного сигнала n–го порядка пропорциональны Un. В логарифмическом масштабе зависимости составляющих выходного сигнала от входного линейны (по крайней мере при относительно небольших амплитудах входного сигнала). При этом составляющие более высоких порядков имеют больший наклон. Точка пересечения аппроксимационных прямых, соответствующих мощности основных составляющих (с частотами ω1 и ω2) и составляющих комбинационных частот n–го порядка (lω1 ± mω2 , где l + m = n) является мерой линейности каскада или многокаскадной системы.

3

Рис. 3.2 Точки пересечения продуктов интермодуляции: a – второго порядка; б – третьего порядка.

Наибольший интерес представляет точка пересечения с продуктами интермодуляции третьего порядка, так как в парафазных симметричных каскадах (как правило, используемых в аналоговых ИС) продукты интермодуляции второго порядка существенно подавлены.

Приведенная к входу мощность интермодуляционных продуктов третьего порядка вычисляется по формуле

где Ps – доступная мощность сигнала; IIP3 – доступная мощность сигнала в точке пересечения с продуктами интермодуляции третьего порядка.

Оценка интермодуляционных искажений в многокаскадной системе

Для многокаскадных систем приведем несколько оптимистичную оценку точки пересечения с продуктами интермодуляции по входу

где IIP3i – точка пересечения продуктов третьего порядка i–го каскада по входу. Аналогичное выражение по выходу имеет вид

Оптимизация динамического диапазона многокаскадной системы

Оптимальный коэффициент усиления по мощности первого каскада в двухкаскадной системе рассчитывается по формуле

где F1 , F2 – коэффициенты шума; IIP31, IIP32 – точки пересечения с продуктами интермодуляции, первого и второго каскадов, соответственно; CR21 и CR12 – кроссдинамические диапазоны двух каскадов.

Если выразить коэффициент усиления и кроссдинамические диапазоны в децибелах, то выражение (3.3) перепишется в виде

На рис.3.3 проиллюстрирован смысл оптимального выбора коэффициента усиления.

Рис.3.3 Оптимальный выбор коэффициента усиления каскада: а – определение кроссдинамических диапазонов; б – оптимальное усиление первого каскада.

Используя выражения (3.3), (3.4), а также (3.1) и (3.2), можно последовательно выбрать коэффициент усиления каскадов в многокаскадной системе начиная с предпоследнего. При этом достигается оптимизация динамического диапазона системы в целом.

SFDR многокаскадной системы с парафазными каскадами можно оценить по формуле

где IIP3 – пересечения с продуктами интермодуляции третьего порядка многокаскадной системы, которые рассчитываются с помощью (3.2); F – коэффициент шума системы, рассчитываемый по формуле (3.1); B – шумовая полоса системы; SNRmin – минимально допустимое отношение сигнал/шум.

Лекция 4.

Пассивные интегральные элементы КМОП технологии для РЧ КМОП ИС

Основными элементами, которые используются при построении радиочастотных блоков в КМОП базисе являются n- и p- МОП транзисторы, резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности.

Радиочастотные КМОП схемы изготавливаются, как правило, по технологическим процессам предназначенным для построения смешанных цифро-аналоговых схем. Такие процессы отличаются от стандартных наличием высокоомных поликремневых резисторов и емкостей между двумя поликремневыми или металлическими обкладками. Как правило, современные КМОП процессы содержат пять и более металлических слоев, что важно при построении интегральных индуктивностей. В последнее время, фабрики -изготовители интегральных ИС начали предлагать специализированные РЧ КМОП процессы, которые в дополнение к элементам смешанного процесса предлагают дополнительные опции, позволяющие строить интегральные индуктивности повышенной добротности (последний толстый металлический слой на толстом диэлектрике).

Свойства КМОП транзисторов субмикронных размеров подробно рассматривались в предшествующих курсах, а шумовые свойства транзисторов будут кратко рассмотрены в лекции посвященной построению малошумящих усилителей. Сейчас рассмотрим особенности построения и применения пассивных элементов.

Интегральные резисторы

Резисторы в интегральном КМОП процессе могут выполняться на основе слоев кармана, диффузии, затворного поликремния, высокоомного поликремния и металла. В отличие от дискретных элементов, интегральные резисторы имеют значительную распределенную емкость на подложку, которая существенно влияет на частотные свойства резисторов. Наилучшим отношением удельное сопротивление (удельная паразитная) емкость на подложку обладают резисторы из высокоомного поликремния, которые и рекомендуются к использованию при построении РЧ КМОП блоков. Эквивалентая схема замещения интегрального резистора, которая имитирует наличие распределенной емкости на подложку показана на рис.4.1.

Спар/5 Спар/5 Спар/5 Спар/5 Спар/5

Рис. 4.1 Эквивалентная схема интегрального резистора с номиналом R и с общей паразитной емкостью на подложку Cпар.

Наличие распределенной емкости резистора на подложку особенно необходимо учитывать при проектировании РЧ блоков с обратной связью выполняемой на основе резистивных делителей. На высоких частотах заданное отношение может не выполнятся, а дополнительный фазовый сдвиг может привести к паразитной генерации системы. Приведем для справки типовые значения параметров высокоомного поликремния в современном технологическом процессе: ρs=500 Ом/ , Cудпар=0.07 фФ/мкм2, минимальный квадрат со стороной 0.5 мкм. Следует отметить, что там где не требуется более высокая точность воспроизведения номинала резистора уменьшение стороны квадрата резистора ведет к резкому (квадратичному) улучшению его частотных свойств. Таблица 4.1 позволяет оценить импульсные свойства интегральных резисторов, выполненных в различных слоях.

Таблица 4.1. Высокочастотные параметры резисторов

Подложка

Рис. 4.8 Эквивалентная схема интегральной индуктивности Параметры эквивалентной схемы оцениваются по формулам

Rs ≈ w σ δ (1l− e −t δ ),

где l – общая длина витков обмотки, м; σ – проводимость материала, См/м; w, t – ширина и толщина проводника обмотки, м; δ – глубина скин-эффекта, которая вычисляется по формуле

где ω – средняя круговая частота рабочего диапазона частот индуктивности;

Cs = n w 2 еt ox ,

ox

где tox – толщина окисла между слоем металла катушки и слоем металла вывода внутреннего витка (как правило, последний и предпоследний слои металла),м; εох=ε0ε – диэлектрическая проницаемость окисла.

Cox = 1 w l еox , 2 tox

где toxs – толщина окисла между слоем металла катушки и подложкой;

Rsi ≈ w l2Gsub ,

где Gsub – подгоночный параметр порядка 10–7 См/мкм2, постоянный для заданного материала подложки и расстояния до нее.

Csi ≈ w l2Csub ,

где Csub – подгоночный параметр порядка 10–3……10–2 фФ/мкм2, постоянный для заданного материала подложки и расстояния до нее.

Добротность интегральной индуктивности рассчитывается по формуле

Q = ωRsL Ksub Ksr = Qid Ksub Ksr ,

Ksub – коэффициент потерь в подложке; Ksr – коэффициент потерь, связанный с собственной резонансной частотой индуктивности.

Ksub = Rp +[(ω L RRp s )2 +1 ]Rs ,

где Rp моделирует эквивалентное активное сопротивление (рис. 2.24).

Типовые зависимости добротности Q и коэффициентов потерь Ksub и Ksr интегральной индуктивности от частоты приведены на рис. 2.25 и рис. 2.26.

Rp Cp L

Рис. 4.9 Эквивалентная схема интегральной индуктивности с заземленным выводом

Q 10

8

6

4

2

Рис. 4.10 Типовая зависимость добротности интегральной индуктивности от частоты

Рис. 4.11 Типовые зависимости коэффициентов потерь Ksub и Ksr интегральной индуктивности от частоты.

При использовании современного (5 и более слоев металла) КМОП процесса максимальные значения добротности интегральной индуктивности, как правило, не превышают 10, а номинальные значения индуктивности – не более нескольких десятков наногенри.

Для повышения добротности интегральной индуктивности:

–используют экраны специальной конструкции для изоляции подложки;

–объединяют несколько слоев металла для уменьшения паразитного сопротивления катушки индуктивности;

–применяют специализированные технологические процессы.

В таблице 4.3 приведены результаты расчета типовой интегральной индуктивности.

Таблица 4.3. Результат расчета параметров интегральной индуктивности для типового КМОП процесса (5 слоев металла)

Лекция 5.

Методы оценки граничных частот. Широкополосные усилительные каскады

В широкополосных системах выделяют диапазон рабочих (средних) частот входного сигнала, в котором модуль коэффициента передачи имеет практически постоянное значение. Как правило, границы рабочего диапазона частот определяют по частотам, на которых коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ по сравнению со среднечастотным значением, рис. 5.1. При этом нижняя граница называется нижней граничной частотой (ωн), а верхняя – верхней граничной частотой (ωв). Диапазон частот между ωн и ωв называют полосой пропускания системы.

A

A - 3дБ

Рис. 5.1 Полоса пропускания широкополосной системы В общем случае аналитическое определение полосы пропускания по передаточной

характеристике является сложной задачей. Ниже приводятся методы, позволяющие приближенно оценить полосу пропускания определенных систем. При этом получаемые оценки, как правило, являются пессимистическими.

Метод оценки верхней граничной частоты

Описываемый ниже метод (известный как OCτs метод) пригоден для оценки верхней граничной частоты произвольной малосигнальной эквивалентной схемы, которая состоит из сопротивлений, емкостей и управляемых источников. Оценка не применима для схем, содержащих индуктивные элементы или гираторы. Оценка более реалистична, если один из полюсов системы доминирует.

а)

б)

Рис. 5.2. Применение метода оценки верхней граничной частоты: а – исходная эквивалентная схема; б – расчет эффективного сопротивления, связанного с емкостью С1; в – расчет эффективного сопротивления, связанного с емкостью С2

Для оценки верхней граничной частоты в системе состоящей только из резисторов, N – конденсаторов и источников необходимо:

Рассчитать каждое эффективное сопротивление RCj связанное с емкостью Сj (j = 1 ... N) при условии отсутствия (разрыв) остальных N - 1 емкостей;

Рассчитать постоянные времени связанные с емкостями