Добавил:

Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Национальный исследовательский университет «МИЭТ»

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Лекции по АИС 2 часть

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

05.06.2015

Размер:

467.78 Кб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 12 / 32 3 > Следующая >>>

2U An

2nϕ

T β 6 β

τ 1

Сн1 Rн1

2U Ap

(

CКП2

CK 4

CКП4

CK 6

CдифЭ7

) =

CK 2

≈ 30М(12 − 15)пФ ≈

3 кГц.

б) Второй блок, усилительный каскад.

Коэффициент усиления каскада

AU2

= U02/U01 = -gf2Rн2.

Каскад представляет собой составной транзистор Дарлингтона, его

передаточная проводимость, как известно, равна

g f 6,7 = − I

K 7

2ϕ T

= − I 0

2ϕ T ,

Двойка

в знаменателе –

это следствие двух последовательно включенных

диодов. Выходное сопротивление транзисторов Т6,Т7 g0 = I0/UA .

Малосигнальная эквивалентная схема блока выглядит так:

Т7

U02

gfU01

g07

U01

Т8

Cн2

н2

Rн

Rн2

U02

Можно записать для потенциала U02 c учетом направления вытекающего тока:

02 = i02

RH 2 = − g f 2U 01 RH 2 = − g f 6,7 (RH 2 +1

g07), ,

где

g f 6,7 = g m 7 =

=ϕ

Rн 2 = RвхБТ 8,9 = (β

+ 1)(β

+ 1) Rн

В итоге для коэффициента усиления каскада получим:

20 10

−6

≈

−

+ (

)−1

(10 +

205)10−6

5000.

U 2

2ϕ

’

U A

2 0.025

9 R

τ 2 = Rн

2 Cн2 = 12М(СК7 + С

КП7 +

СК14 + СКП14 + СК6 + СК10) ≈ (15 − 30) 10−6 .

ω α

2 ≈

30 − 60кГц

в) Выходной каскад эмиттерных повторителей на составных транзисторах Дарлингтона Т8,Т9 (Т10,Т11).

Коэффициент усиления по напряжению в схемах эмиттерных повторителей

примерно равен единице

AU3(ЭП) 1.

τ 3 = RнCн ≈

10 10-9, ωα3 ≈ 0,1 ГГц.

Суммарный коэффициент усиления в рассматриваемой схеме

AU = AU1AU2AU3.

AU = 50 50 (50 50 103 + 200 / 20 10−6 ) =

2500( 0.25

107

+ 107 )

= 24 109

≈ 147 дБ.

+ 0.625

1 15. + 50 50 0.025 (1 200 + 1 200)

0.667

(Без g07 →

AU ≈ 126 дБ).

Теперь можно построить суммарную АЧХ рассматриваемой схемы.

Au =

Au0Σ

u = 20 lg

u (ω ) = 20 lg

α 1

ω α 2

α 3

u3 , .

2 (ω ) + Q2

(ω ) = 20 lg

+ 20 lg

Сдвиг по фазе можно определить в тех же переменных:

ϕ = arctg

Q (ω

)

= arctg

P (ω

)

ω α i

По результатам численных расчетов строим сначала ЛАЧХ, представив в логарифмическом масштабе коэффициенты усиления и частоты, получим для каждого каскада АЧХ с максимальным коэффициентом усиления на средних частотах и участок его спада с наклоном 20 дБ на декаду.

Построим и соответствующую фазочастотную характеристику схемы.

Аu
106	AuΣ	-20дБ
106
104	Au2	-40дБ
	Au1
102

102 ω α1

ω α2

104

106

ω α3

ϕ 0

-60дБ

ω α1

ω α2

ω Τ

-45

-900

-135

-180

-225

Совместно рассмотрев АЧХ и ФЧХ, получим в результате неустойчивую

схему, потому что каждый каскад дает сдвиг по фазе –900, а при сдвиге по фазе

= -1800 коэффициент усиления гораздо больше 1.

Для обеспечения устойчивости схемы необходимо вводить ОС с

корректирующей

емкостью: снижая

коэффициент

усиления

схемы, мы

расширяем полосу пропускания схемы.

Если ω Τ = ω α Α

υ0

Au0

ω Τ = ω αΟ

СΑ υΟ С

ω α /ω αΟ С = АυΟ С/Аυ0 .

AuOC

ω α

α OC

При правильном подборе величины корректирующей емкости в цепи ОС на

частоте

ω α ОС

обеспечивается запас по фазе Mϕ

= -450.

Запас по усилению

MAu =

AuΣ

- AuOC

ω T = 0.

Расчет корректирующей емкости.

Для обеспечения запаса по фазе и по усилению в рассчитываемой схеме ОУ

вводим цепь ООС с коэффициентом усиления

AuOC =

Au0OC

+ j

ω α OC

Для реактивных слагаемых проводимостей в рассматриваемой схеме также

нужно записывать уравнения суммы токов в узлах. Для принятого выше

разбиения схемы можно представить упрощенную схему с емкостными

контурами. Введем корректирующую емкость Скор, охватывающую второй

каскад.

Скор

Uвых

2gfUi

Cн1

U01

gf7U01

Cн

Rн

Для емкости Сн1 получили выше выражение

Сн1

= С02

+ С04 + Свх.

Емкость узла между вторым и третьим каскадом формируется емкостями

коллекторов транзисторов Т7 и Т14 и баз Т8 и Т10:

Сн2

= СК7 + СК14

+ СБ8 +

СБ10.

Сумма токов для узла U01:

(

вых −

01)(

jω

коp)

= 2 g

f U

i +

01 (ωj

н1),

Uвых = -AU2 Uвх2 Uвх2 = -Uвых/AU2 <U01 = Uвх2>.

kop (1 +1

2)+ jω

f U

02 [jω

U 2]= 2 g

A0U

U 02

2 g f

2 g f / jω

Ckop

U 01

U i

C01

jω

1 +

+ jω

1 +

Ckop

AU 2

C01

AU 2

U 2

kop

2 g f

jω

Ckop

AuOC = 1

2 g f

при

тогда

1 +

C01

AU 2

Ckop

1 +

AU 2

Ckop

AuOC =

jω

1 +

Au 2

CKOP

Для

частоты

единичного

усиления

Т,

коэффициент

усиления АU =1,

(экстраполяция):

g f

= 1

ω T =

g f ,

ω T Ckop

Ckop

jω

AU 2].

A0U = 1 + [(1 + C01

Ckop)

Аналогично можно записать и для ω Т/jω .

Пока коэффициент усиления по напряжению АU2

частотная

характеристика второго каскада не влияет на ЧХ усилителя. При АU2 ≤ 1 –

необходимо учитывать вклад этого каскада в ЧХ. По нашим расчетам

коэффициент усиления второго каскада гораздо больше 1 (> 1000), поэтому

частотный диапазон, в котором

AU (0) ≤ 1+

Cн1

Ckop

гораздо больше первой точки излома второго каскада. В этом диапазоне частот

= − g

6,7 Z

= −

gf 6,7

= −

gf 6,7

≈ −

gf 6

U 2

н2

Gн2 + jω

Cн2

ωj

Yн7

Cн2

где

gf 6

,7 =

2ϕ

Если ω α

2 – единичная частота усиления второго каскада, когда

α 2 CH’2

= 1 , то получим

g f 6,7

AU 2 ≈

α 2

;A0U

ω T

] =

α 2].

jω

1 + [(1 + C’H

Ckop )/ω

1 + [jω (1

+ CH

Ckop )/ω

Введем обозначение

jω

ω α OC 2 = ω

(1 + CH

Ckop)

A0U =

(*)

α 2

1 + j(ω

α 2)

Для обеспечения запаса по фазе

≥

450 нужно иметь A0U ≤ 1 при ω

= ω ϕ= 135 .

Анализ выражения (*) дает следующие соотношения:

при

= ω

α 2’

∆ϕ

A0U

= -1350

, ω α

2’ =

ω 135,

A0U

1 + j(1) = ω

135

α 2

=1350

Таким образом, для

A0U ≤ 1

при ω

должно быть:

ω T

2 ω α 2 ≤ 1,

ω T ≤

2 ω α 2 .

Ранее было получено выражение для ω

Т = 2gf/Ckop,

gfДУ = I0/4ϕ

тогда

g f 6,7

C’H 2

, g f 6,7 =

I0 .

ω T

Ckop , ω

α OC

1 + CH 1 Ckop

2ϕ

1 + CH

Ckop

2ϕ

Воспользуемся полученным выше соотношением между ωT и ωα 2:

2ϕ

T Ckop ≤

(

2 I0

2ϕ

T )

Cн1(1 + Cн2 Ckop)

1 Сkop ≤

2 [Cн2 (1+

Cн1

Ckop)]

Ckop ≥

(Cн2

2)(1+ Cн1 Ckop) ,

Емкости узлов обсуждались ранее:

Сн2 = СК7

СК14

СБ8 СБ10,

записатьЕмкость :Скор подсоединена к узлу U02, т.е. является частью Сн2, поэтому можно

Сн2

= Сн2’ + Скор.

Теперь

Скор

≥ (Сн2’ + Скор)(1 + Сн1/Скор)/√ 2 = (Сн2’ + Cн1 + Сн2’Сн1/Скор – Сн1Сн2’)/√ 2.

Умножим на 2Скор:

Скор2(√ 2 – 1) – (Сн1 –Сн2’)Скор – Сн1Сн2’ = 0,

( 2 − 1)

1/ 2

Ckop =

Cн1 + Cн2

1 +

4 Cн1 Cн2

2 − 1)

1 +

(Cн1 − Cн2 )

Для трехкаскадной схемы

Скор = gвх/ω TOC .

Запишем выражения для паразитных емкостей транзистора из модели

транзистора для рассматриваемых узлов:

Сн1

= СКБ2 + СКП2

+ СКБ4

+ СКБ6

+ СБЭ6,

Сн2’ = СКБ7

+ СКБ14

+СКП7

+ СКП14

+ СКБ8

+ СКП8

+ СКБ10.

Емкости СБЭТ8

и СБЭТ10

не учитываются, так как AU3 = 1.

Порядки величин емкостей транзисторов: СКБ = 1 – 1,5 пФ, СКП = 1 – 1,5 пФ,

СБЭ = 10-15 пФ, отсюда

Скор ≈ 52 – 80 пФ, gf

= 25 мкА/4ϕ T

= 25 мкСм,

Новая частота ω ТОС = I0/(ϕ TCKOP), ω

T =

g f

= 1МГц .

2π

Ckop

Коэффициент усиления в схеме с цепью ОС с корректирующей емкостью

AuOC

1350 = ω T ω α OC =

T .

1 + j(1)

2 ω

α oc

Главный вклад паразитных емкостей в частотные характеристики прежде

всего сказывается на снижении коэффициента усиления малого сигнала на

высоких частотах.

Вклад входной емкости СБЭ связан с тем, что на ее перезаряд тратится часть

входного тока, который потом не усиливается последующими каскадами.

Емкость СБЭ очень сильно зависит от тока (диффузионная составляющая),

поэтому ее даже не указывают в

паспортных данных на схему ОУ, а

указывается только граничная частота.

заключение определим

коэффициент усиления синфазного сигнала и

КООС для первого каскада ОУ.

Расчет коэффициента ослабления синфазного сигнала КООС.

Для схемы дифференциального усилителя схемы 1 (по раздаточному материалу).

I1 ≈

I3, I3 ≈ I4

, тогда ток узла 01

I01

= I4

- I2 ≈

I1 – I2

Т3

Т4

Т7

gf1синф

= g0I1/I0

I01

gf2синф

= g0I2/I0

Т5

Т6

= g13

I01

= I1 – I2 = (gf1cинф-gf2cинф)Uвх.синф=

U01

-U

= g013Uвхсинф(I1-I2)/I0 .

Т13

Величина напряжения в узле U01 теперь

U01синф=I01/g01Σ = [(I1-I2)/I0](g013/g01Σ )Uвх.синф .

При помощи полученных выражений запишем уравнение для коэффициента усиления синфазного сигнала в узле 01 рассматриваемой схемы

Aсинф01

= U01синф

− I2

g013

g013 (I1

− I2)

и КООС:

вх.синф

g01Σ

g f

g01Σ

g f

КООС =

АUдиф01

U A

≈ 2000.

Uсин01

[(

−

2)/

](g

)

I1 − I 2

4ϕ

013

01Σ

g013 I0

ЛЕКЦИЯ 13

К О М П А Р А Т О Р Ы

Класс схем со специализированными точными преобразованиями входных переменных – КОМПАРАТОРЫ. Из названия следует, что они выполняют сравнение мгновенных значений входных напряжений между собой или напряжения входного сигнала с эталонным (опорным), вырабатывая при этом выходное напряжение «1» или «0» при соответствующем условии Uвх> или < Uоп.

Компараторы – основные элементы импульсной техники, выполняющие функции усиления и ограничения сигналов.

Области применения компараторов: 1) детекторы с переменным порогом; 2) детекторы перехода через 0; 3) дискриминаторы импульсов;

4) генераторы пилообразных и меандровых сигналов;

5) приемники цифровых сигналов с высокой помехоустойчивостью; 6) сравнение уровней напряжения (преобразование типа аналог – код), АЦП и т.д.

Для схем компараторов используют устройства с дифференциальным входом и большим коэффициентом усиления АU. Выходной уровень должен быть согласован с логическим перепадом заданной элементной базы. Чаще всего используют схемы ДУ и ОУ, но у компараторов ниже требования к параметрам, чем у ОУ.

Коэффициент усиления должен быть достаточно велик, чтобы снижать перепад входных напряжений (для ЦИС он может быть в диапазоне 0 – 5 В), но вполне достаточен АU = 1000. В отличие от ОУ не требуется большая скорость нарастания, но необходима большая скорость переключения выходных транзисторов из режима в режим, сопоставимая со скоростями в ЦИС. В этих схемах используется параметр задержка распространения сигнала от входа к выходу. Быстродействие компараторов может быть очень большим, поскольку обычно в них нет цепей ОС. Времена срабатывания могут быть порядка 1 мкс

– 10 нс.

Основные особенности схем компараторов: - в компараторах нет цепей ООС;

- компараторы работают в ключевом режиме, на выходе формируется цифровой сигнал; - напряжения на входах компаратора разные, перепад входных напряжений

может быть порядка величины напряжения источника питания.

Последняя особенность схем компараторов означает, что в предыдущих правилах для анализа идеальных ОУ не выполняется правило №1: напряжения на входах неодинаковы! В связи с отсутствием ООС входной импеданс для дифференциального сигнала может быть гораздо меньше, чем в схемах ОУ, поэтому могут быть ограничения на размах входного сигнала, например, только

± 5 В.

Перед использованием схем стандартных компараторов необходимо точно знать их спецификации!

Схемотехника компараторов похожа на схемотехнику ОУ, только выходные каскады отличаются.

На рисунках ниже показаны условное обозначение компараторов в схемах и их типовая передаточная характеристика. Наклон передаточной характеристики равен коэффициенту усиления А0U.

				Uвых
U2	-	C	Uвых	UH
U1	+	C
U1	+			UL	(U1-U2)
				UL	(U1-U2)

Компараторы можно охарактеризовать следующими основными параметрами:
- опорное	напряжение Uоп		- эталонное напряжение однопороговой схемы
сравнения,
- амплитуда выходного напряжения высокого уровня UH,
- амплитуда выходного напряжения низкого уровня UL,
- входное напряжение переключения из низкого в высокий уровень U вхL→H для
схем регенеративного типа, с гистерезисом,
- входное напряжение переключения из высокого в низкий уровень U вхH→L .
U вых = U H при U вх > / < U оп, в других диапазонах U вых = AU ∆ U вх.
U L
Высоким и низким ограничивающими уровнями выходного напряжения можно
управлять внешними навесными элементами или при помощи специальных
выходных каскадов цепей ограничения. На основе схем ограничителей можно
построить схемы компараторов.
Очень часто для ограничения используют стабилитроны (диоды Б-Э).
Стабилитрон можно охарактеризовать двумя параметрами: прямое падение
напряжения UДнас и напряжение лавинного пробоя стабилитрона, смещенного в
обратном направлении Uпроб.
Типовые схемы		и их передаточные характеристики:
Ограничители.
►Ограничение		снизу

				-		Д	Uвых
	R1			-		Д	Uвых
Uвх			Uоп	+
			Uоп
При Uвх < Uоп					Uвых = Uоп	диод открыт,
		Uвх ≥ Uоп			Uвых = AUUвх, диод закрыт.
►Ограничение сверху
					-	Д Uвых

		R1
Uвх			Uоп		+
			Uоп		+

Uвых
диод открыт0 UUопоп	Uвх

Uоп	Uвых диод открыт
0	Uоп	Uвх

при Uвх < Uоп			Uвых = AUUвх, диод закрыт.
		Uвх ≥ Uоп	Uвых = Uоп		диод открыт,
►Ограничение снизу и сверху.
			Д1 Д2

U	вх	R	-	R2	Uвых

Uвых

UДнас+Uпроб

0 Uвх

-(Uпроб+UДнас)

АU = -R2/R1.

Uвых = - R2/R1Uвх в диапазоне

-(Uпроб+UДнас)R1/R2 ≤

Uвх ≤

(Uпроб+UДнас)R1/R2.

►ОУ в компараторном включении.

Uвх

Uвых

Uвых U02

Д2

Uвх

Д1

U01

U02

= Uпроб1 + UДнас2 ,

U01

= - (Uпроб2

+ UДнас1).

На этой схеме можно сделать детектор уровня напряжения. Получили

схему с выраженными значениями высокого и низкого напряжения на выходе,

типичную характеристику компаратора.

►Схема детектора уровня. Схема сравнения уровней между собой. И эпюры

выходных напряжений. Схема переключается при равенстве входных

напряжений.

Uвх

Uвых

Компараторы регенеративного типа (с положительной обратной связью).

Компараторы используются как ключевые устройства, в них можно

применять положительную обратную связь (ПОС) для увеличения

коэффициента усиления и получения гистерезиса в передаточной

характеристике. В схемах таких модификаций входной сигнал может быть

очень мал.

Uвых

Uвх

Uвых

Uon

Uвх

	UопR1/(R1+R2)-	UопR1/(R1+R2)+
	-ULR2/(R1+R2)	+UHR2/(R1+R2)
	-ULR2/(R1+R2)	+UHR2/(R1+R2)
Uоп

Запишем уравнения для передаточной характеристики компаратора с ПОС:

Входное напряжение, при котором схема переключается из низкого в

высокий UL→

и наоборот, отстоит от опорной точки на величину:

± ∆ U вх =

U H ,L R2

+ R2

U вх(L→ H ) = (U оп R1 −U L R2)/(R1 + R2),

а необходимое входное напряжение для переключения выхода из высокого в

низкий уровень UH→

UL:

R1 + R2

= (

R1 +

R2)

U вх( H→ L )

U оп

U H

(

)

Ширина петли гистерезиса передаточной характеристики

U H

−

U L

)R2

R1 + R2

= (

(

)

Гистерезисная характеристика может быть необходима для предотвращения «дребезга» выходного сигнала. Ниже показаны эпюры изменения выходного сигнала в компараторах без ПОС и с гистерезисом, с ПОС.

Эпюры (временные характеристики) компараторов в схеме без ПОС, без гистерезиса.

Uвх	Uол
	Uвх	время

Uвых UL

Эпюры в схеме с ПОС

Uвх(H→ L)

Uоп

Uвх(L→ H)

Время

Uвых

Присоединив к резистору R2 небольшую емкость, получим схему триггера Шмитта.

Триггер Шмитта – очень распространенная схема с гистерезисной характеристикой, чаще используют вариант на транзисторах (см. ниже).

Т1 и Т2 – эмиттерно-связанная пара. Коллекторный резистор R1 должен быть обязательно больше R2, тогда пороговый уровень включения Т1 (UБЭ1>0) снижается, так как эмиттерный ток больше, если проводит транзистор Т2. Характеристика переключения будет иметь гистерезис.

Пример: R1 =1.5 кОм, R2 = 1.0 кОм, R3 = 10 кОм , R0 = 100 Ом.

	R1	R3	R2 выход Uвых
		R3
Вход	Т1	Т2	Uвх
		R0

Схема компаратора на КМДПтранзисторах

Вход+ Uon

T10

T12

T11 выход

Вход-

Iсм

Rсм

-U

Представленный компаратор состоит из двухкаскадного ОУ (практическая
схема 3) и двух инверторов, формирующих цифровой сигнал (один ключ
сформирует инвертированный сигнал). Каждый КМДПключ, кроме
формирования цифрового сигнала, выполняет и усиление сигнала.
1)	ДУ на транзисторах р- канальных Т1,Т2, активной нагрузкой является схема
токового зеркала на транзисторах Т3,Т4. Смещение задается токовым
зеркалом на транзисторах Т5,Т6 током I0 ≈ Iсм ≈ (U+ - U- - 1 B)/Rсм;
2)	усилителя с общим истоком на транзисторе Т7 с активной нагрузкой (ИТ на
Т8);
3)	КМДП – ключевого каскада на Т9,Т10;
4)	аналогичного каскада на Т11,Т12.
При токе I0		= 50 мкА коэффициент усиления A0U (0) = 96 дБ, время задержки
сигнала tзд ≈		1 мкс. Срабатывание схемы происходит при (U0п - ∆ Uвх) и (U0п
+∆	Uвх).

Uвых

Uвх=Uоп

Uon

Коэффициент усиления КМДП инвертора.

В области переключения КМДПинвертор (каскады 3, 4 в схеме компаратора) имеет высокий коэффициент усиления. Определим, от чего зависит коэффициент усиления в схеме простого КМДПинвертора.

Оба транзистора в активной области передаточной характеристики открыты и работают в пологой области ВАХ:

IСИ = k (UЗИ – Uпор)2,

gf = dIСИ/dUЗИ = 2k (UЗИ – Uпор) = 2IСИ/(UЗИ – Uпор).

Воспользуемся малосигнальными эквивалентными схемами для включения с общим истоком. Нагрузкой для каждого транзистора является его динамическое выходное сопротивление

gmUЗИ

rCИ

gmUЗИ

rCИ

rСИ = UА/IСИ.

Cчитая kn = kp, Uпорn = -Uпорр, UAn

= -UAp, получим

= 2

(

2) =

2 IС

U A

= 2

(

−

) ≈

f r

СИ

(U ЗИ −U nop)

ЗИ

пор

IС

2U A

−U

−

пор

Здесь U+

и U-

- это напряжения источников питания схемы. При номинале

напряжения питания 5 В, напряжении модуляции длины канала 200 В,

коэффициент

усиления в ключе может быть

Аu

≈

200. С подключенной

нагрузкой усиление снижается. Обратим внимание

на то, что усиление в

инверторе не зависит от крутизн транзисторов.

Лекция 14

А Ц П

Ц А П

Преобразование

аналоговой

цифровой

информации необходимо в

измерительной

технике,

при

помехозащищенной

передаче

данных,

аналоговых дисплеях и т.д.

ЦАП – декодирующее

устройство, на вход которого подается цифровой

сигнал D и эталонный (опорный) сигнал Uоп, а на выходе формируется

аналоговый

сигнал

А,

являющийся

двоично-взвешенным

эквивалентом

входного цифрового кода:

A = D*Uоп .

Используемые наиболее часто коды: 1) смещенный двоичный, 2)

дополнительный, 3) прямой, 4) код Грея.

Сигнал D – это цифровое слово определенной разрядности:

D = b1 + b2 + b3

+ + bN

2N −1

где N – количество разрядов, b1,b2…bN

– коэффициенты соответствующих

двоичных разрядов, которые могут принимать значения “0” или “1”.

A = 2Uоп(b12-1

+ b22-2 + b32-3

+bN2-N) = 2(Rос/R)Uоп(b1/2 + b2/4 + b3/8 +.. +bN/2N).

Последнее выражение записано для следующей обобщенной схемы ЦАП,

где весовые коэффициенты задаются матрицей резисторов, удваивающихся

при переходе от старшего разряда к младшему:

Uon

R=10k

Rос=50k

Uвых

ключ

-7 В

выход

Uon=-8 B

-9 B

-10 B

2N-1R

Практическая схема ЦАП состоит из

1) источника эталонного (опорного) сигнала, чаще напряжения;

2) ключевых схем ( это, обычно, транзисторы МДПТ или ИБТ);

3) резистивной токозадающей цепи

или схемы генератора пропорциональных

токов;

4) ОУ, выполняющего в данном случае функции сумматора.

В схеме ЦАП повышенные требования к номиналам резисторов, их точность

должна быть тем выше, чем выше разряд и чем меньше номинал: 1% для

старшего значащего разряда (СЗР) и около 5% для младшего (МЗР).

Выходное напряжение, соответствующее входному коду, будет равно:

- для кода ..00001

Uвых(МЗР) = 2(Rос/R)Uоп(1/2N)=(Rос/R)Uоп(1/2N-1),

-для кода 100000..

Uвых(СЗР) = Uвых(МЗР)2N-1;

- максимальное выходное напряжение будет для кода 111111..:

Uвыхmax = 2Uвых(СЗР) – Uвых(МЗР) = (2N – 1)Uвых(МЗР) = 2Uвых(СЗР)(1-1/2N).

Номинальное напряжение полной разрядной сетки:

Uвых(ном) = 2Uвых(СЗР) = 2NUвых(МЗР),

оно больше максимального выходного напряжения на Uвых(МЗР).

Расчет основных напряжений в ЦАП начинается с определения

номинального напряжения.

Типовое значение напряжения разрядной сетки

Uвых(ном) = 10 В.

получим

Тогда для N = 4

Uвых(МЗР = 0001) = 10/24 = 0.625 B,

Uвых(1000) = Uвых(CЗР) = Uвых(ном)/2 = 5 B,

Uвых(1111) = Uвыхmax = Uвых(ном) – Uвых(МЗР) = 10 –0,625 = 9,375 В.

Основные термины и параметры ЦАП:

- разрешающая способность N разрядов,

погрешность или точность – величина отклонения выходного сигнала от

расчетного значения, выражается обычно в единицах половины

наименьшего значащего разряда: 1/2Uвых(МЗР),

СЗР(U(ном)/2), МЗР(U(ном)/2N),

время установления – характеристика быстродействия ЦАП, время между

приходом цифрового сигнала и установления на выходе нового аналогового

значения с номинальной погрешностью ±1/2U(МЗР).

На рисунках ниже показаны результаты преобразования сигнала в идеальном

ЦАП (справа) и результаты преобразования в неидеальном устройстве с

демонстрацией видов типовых искажений

при преобразованиях.

Выходной аналоговый сигнал

Uвых

U(ном)

Umax

Идеальная характеристика

U(CЗР)

0000

1000

1111

0001

10000 D

Входной цифровой сигнал D Идеальная монотонная немонотонная линейность нелинейность нелинейность

Типовое время преобразования входного кода может быть от 5 до 35 нс, разрядность N = 8, 16, 32 и т.д..

АЦП. Аналого-цифровой преобразователь выполняет преобразование

непрерывного напряжения в цифровой сигнал, т.е. это устройства, кодирующие

заданное входное напряжение в цифровое слово определенной длины.

Входное аналоговое напряжение представляется в виде доли эталонного

напряжения Uоп, при этом на выходе получаем цифровое слово:

D =

U вых

= 2(b1 2

−1

+ b2 2

−2

+ ... + bN 2

−N

Uоп

Здесь N - , b – разрядные коэффициенты (0 или 1).

Разрядные коэффициенты (т.е. выходные сигналы преобразователя) могут

быть получены одновременно в виде N параллельных выходов, либо

последовательно на одном выходе. При последовательном выходе первым

выводится старший разряд.

Процесс преобразования аналогового сигнала по приведенной формуле

представляет собой

«квантование»

входной амплитуды в конечное

число

дискретных

уровней,

отличающихся на величину МЗР. Вводится понятие

разрешающей способности или погрешности квантования: ½U (МЗР).

Погрешность квантования можно определить через эталонное напряжение:

при

U Авх < U оп

0 ≤ ∆

U Aвх≤

U оп

2 N +1 .

Быстродействие АЦП определяется спектром частот входного сигнала и

заданной точностью преобразования, например, для линейно меняющегося

сигнала погрешность ∆ Ux

в течение времени преобразования tx:

∆ Ux = (dUA/dt) tx.

В основном типы АЦП можно разделить на 4 группы:

Параллельные с ОС.

Последовательные с ОС.

С косвенным преобразованием.

Непосредственного сравнения.

Приведем соответствующие структурные схемы:

1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ

АЦП

2.ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ

АЦП

Аналоговый

аналоговый

Вход

вход UA

реверсивный

такты

счетчик

параллельный

цифровой

ЦАП (N-разр.)

выход

ЦАП

N-разр.регистр

У-во

послед.прибл.

упр-я

цифр.вых

Синхр-я

3. В АЦП КОСВЕННОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ входное аналоговое напряжение сначала преобразуется в промежуточный сигнал (частоту, длительность импульса), который затем уже преобразуется в цифровой выходной сигнал. Пример таких АЦП – схемы с генератором пилообразных сигналов или с широтно-импульсным модулятором.

Цикл преобразования начинается с размыкания ключа К, конденсатор С начинает заряжаться от источника тока I, одновременно на счетчик начинают поступать тактовые импульсы. Отсчет импульсов идет до тех пор, пока линейно растущее напряжение на емкости не сравняется со входным аналоговым напряжением, в этот момент счетчик блокируется. Число, зафиксированное счетчиком, является выходным цифровым сигналом. После завершения цикла преобразования схема управления очищает (обнуляет) счетчик и замыкает ключ, конденсатор разряжается.

Параллельный цифровой выход

			Диффер.компаратор

Аналог вход UA							Двоичный счетчик
			С	такты

							сброс
		I	K	C
		I	K	C			Схема управл.
							Схема управл.

Схема отличается простотой и низким быстродействием: преобразование N
разрядов осуществляется за (2N-1) тактовых импульсов.
	4. АЦП НЕПОСРЕДСТВЕННОГО СРАВНЕНИЯ – наиболее быстродействующий
	вариант преобразователей. Для каждого уровня квантования используется
	отдельный источник эталонного (опорного) напряжения и отдельный
	компаратор. Выходы компараторов соединены с кодирующим устройством,
	формирующим выходной сигнал в параллельном коде. Аппаратные затраты в
	таких схемах растут с ростом разрядности сигналов. Разрядные
	коэффициенты			определяются		одновременно,	все	преобразование
	выполняется за один такт, отсюда высокое быстродействие.
UA		компараторы
		Uоп1	С1	Кодир.	двоичный разряд 1
		Uоп1

		Uоп2	С2	у-во	двоичный разряд 2
			C(2N-1)		двоичный разряд N

UопN
								94

Лекция 15.

ТЕПЛОВЫЕ ЭФФЕКТЫ В ИС

Температурная зависимость параметров в АИС.

Температурная зависимость ширины запрещенной зоны полупроводников ведет к

изменению собственной концентрации носителей и, следовательно, концентрации

неосновных носителей. Используя классическую аппроксимацию ВАХ интегрального

диода, можно получить следующие количественные оценки влияния температуры на

поведение биполярных приборов.

Увеличение

температуры

и изменение концентраций, подвижностей,

диффузионных длин и др. параметров активных приборов обуславливает изменения

следующих параметров:

β N, I0Э

и, как следствие, UДнас.

I0ЭД изменяется в 2 раза при изменении

Тепловой

ток

насыщения диода

температуры на 80:

I 0Э (+ 125

)

125−60

I 0Э (− 600 )

что соответствует изменению падения напряжения на диоде с ростом температуры

(ТКН): ∆ U

БЭ

I 0 Э=const

= ϕ T ln(107 ),

БЭ

I 0 Э=const

−2.1 мВ/ град.

Возможны следующие диапазоны изменения коэффициентов инжекции
соответствующих параметров усиления:
	β	N max	(T 0 )			0	0
				= 4. при изменении температуры	от +125		до -60 С. Поскольку в
	β	N min	(T 0 )	= 4. при изменении температуры	от +125		до -60 С. Поскольку в
процессе изготовления β N может измениться еще в 2-4 раза по технологическим

причинам, общее изменение данного параметра может быть до 8-10 раз (технология плохая!).

Наиболее иллюстративные изменения характеристик элементов АИС, связанные с температурой, следующие:

- смещение передаточной характеристики ДК. Из-за изменения падения напряжения на диодах формируется основная составляющая напряжения смещения нуля.

Uвых

Uсм0 1,5 мВ

U вх

<<< < Предыдущая 12 / 32 3 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке PDF_VERSION pic

#
05.06.2015223.73 Кб81LabRab7_OpAmp_Shishina.pdf
#
05.06.2015595.33 Кб83ЛАБ. РАБОТА 2 ИТ_Shishina.pdf
#
05.06.2015274.05 Кб81ЛАБ. РАБОТА#3 U0.pdf
#
05.06.2015278.96 Кб82ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА 1_Shishina.pdf
#
05.06.2015574.48 Кб90ЛЕКЦИИ АИС 1 ЧАСТЬ _ДО ОУ_.pdf
#
05.06.2015467.78 Кб82Лекции по АИС 2 часть.pdf
#
05.06.2015212.99 Кб81ЛР 4.pdf