1. Особенности построения интегральных радиоприемных трактов.

Развитие монолитных интегральных схем, предназначенных для использования в радиоприемных трактах, идет по пути кардинального сокращения числа дополнительных внешних элементов.

Первые монолитные РЧ ИС представляли собой набор активных элементов объединенных в заготовки усилительных каскадов, смесителей и т.д. Пассивные элементы, которые определяют частотные, усилительные и селективные свойства тракта (катушки индуктивности, емкости, пъезокерамические фильтры и т.д.) являлись внешними.

Внешние дискретные пассивные элементы имеют, как правило, лучшие параметры, по сравнению с интегральными. Это прежде всего касается индуктивных элементов, которые имеют значительно более высокие значения добротности по сравнению с интегральными. Использование внешних элементов позволяет строить на основе ИМС радиоприемные тракты различных архитектур с высокими техническими характеристиками.

Супергетеродин является наиболее популярной архитектурой в трактах с использованием внешних компонентов. Структурная схема супергетеродина с одним преобразованием частоты обсуждалась в материале лекции 1. Однако в сверхвысокочастотных диапазонах, которые наиболее широко используются в современных радиотелекоммуникационных системах, супергетеродины с одним преобразованием частоты имеют существенный недостаток. Он связан с необходимостью компромисса между степенью подавления зеркальногоканала (паразитного канала приема, симметричного к основному относительно частоты гетеродина) и селективностью по соседнему каналу. Увеличение промежуточной частоты облегчает подавление зеркального канала, однако требует использования все более высокодобротных фильтров для получения достаточной селективности по соседнему каналу.

Проблему решает использование супергетеродинов с двумя и более преобразованиями частоты. Соответственно, в системе имеется несколько промежуточных частот. Первая промежуточная частота выбирается относительно высокой для обеспечения необходимого подавления зеркального канала, а вторая – низкой, для обеспечения селективности по соседнему каналу. Структурная схема с двойным преобразованием частоты показана на рис.1.

Рис.1. Супергетеродин с двойным преобразованием частоты.

Большинство классических архитектур радиоприемных трактов полагаются на доступность пассивных высокодобротных внешних компонентов. В интегральном исполнении же, довольно сложно получить добротные катушки индуктивности, а диапазон их значений весьма ограничен. При постановке задачи полной интеграции тракта на кристалл не желательно использовать внешние кварцевые и пъезокерамические фильтры, которые выступают в качестве фильтров основной селекции в классических супергетеродинах.

По причине низкой добротности интегральной индуктивности довольно трудно получить пассивные высокоселективные фильтры. На частотах вблизи 1 ГГц и выше возможно применение спиральных интегральных катушек индуктивности и проводников разварки (bondwires) в качестве индукторов. Наиболее эффективно их применение для снижения потребляемой мощности высокочастотных блоков и получения ограниченной фильтрации.

На частотах ниже 100МГц в качестве фильтров основной селекции используются активные фильтры. Динамический диапазон активных фильтров, как правило, заметно меньше пассивных. Тем не менее, уменьшение полосы пропускания активных фильтров и снижение промежуточной частоты ведет к расширению динамического диапазона при одновременном снижении потребляемой мощности. Последнее обстоятельство делает привлекательным использование низких промежуточных частот для полностью интегрированных приемных трактов. При этом возникает проблема подавления зеркального канала, которая решается с помощью смесителей специальной архитектуры (квадратурные (комплексные) смесители (complexmixer)).

Рассмотрим подробнее архитектуру и принципы работы квадратурных смесителей. Архитектура типичного квадратурного смесителя показана на рис.2.

Рис. 2. Типовая архитектура квадратурного смесителя.

Квадратурный смеситель состоит из идентичной пары смесителей, пары фильтров низкой частоты, фазовращателя и сумматора.

Входной сигнал радиочастоты VRFподается на входы двух смесителей. Предположим, что

VRF=Vcos(RF*t). (1)

На пару смесителей (IиQ) подаются сигналы гетеродина равной амплитуды, но в квадратуре (сдвинутые по фазе на 90^о):

I=Bcos(_LO*t) (2)

Q=Asin(_LO*t) , (3)

где A=B.

В этом случае (если смеситель является идеальным перемножителем) на выходе смесителя Iпоявляется напряжение

VI=(V_RFB/2)*(cos(_RF*t+_LO*t)+cos(_RF*t-_LO*t)), (4)

а на выходе смесителя Q

VQ=(V_RFA/2)*(sin(_RF*t+_LO*t)-sin(_RF*t-_LO*t)). (5)

Компоненты содержащие сумму частот легко фильтруются даже с помощью простейших фильтров низкой частоты. Отметим, что чувствительность к знаку разности частот второго слагаемого в (5) является ключевым свойством в квадратурном подавлении зеркального канала. Обозначим _IF=_RF-_LOи будем считать канал_LO+_IF– основным, а_LO-_IF– зеркальным. В этом случае напряжения в смесителе после ФНЧ будут иметь вид:

для основного канала -

VI=(V_RFB/2)*cos(_IF*t) , (6)

VQ =-(V_RFA/2)*sin(_IF*t) ; (7)

для зеркального канала –

VI=(V_RFB/2)*cos(_IF*t) , (8)

VQ =(V_RFA/2)*sin(_IF*t) . (9)

Здесь следует обратить внимание на ключевую разницу в знаках для Qкомпонент основного и зеркального канала. После прохождения фазовращателя (где имеет место преобразованиеsin(_IF*t)-cos(_IF*t)) и сумматора выходное напряжение смесителяV_IF=VI+VQпримет вид:

для основного канала -

V_IF= (V_RF/2)*(B*cos(_IF*t) +A*cos(_IF*t)) ; (10)

для зеркального канала –

V_IF= (V_RF/2)*(B*cos(_IF*t) -A*cos(_IF*t)) . (11)

Сравнение (10) и (11) показывает, что в квадратурном смесителе происходит взаимное усиление компонент для основного канала и подавление для зеркального (A=B).

В действительности из-за не полной идентичности I,Q– трактов, не идентичности амплитуд генераторовAиB, не идеальности фазовращателя, подавление зеркального канала происходит не полностью.

Степень подавления зеркального канала (image-rejectionratio)IRRв случае наличия рассогласования амплитуди фаз(в радианах) в цепях квадратурного смесителя определяется выражением:

IRR= 4/(()²+²).

Реально, трудно достичь степени согласования амплитуд лучше, чем 0.001 и степени согласования фаз лучше 1^о. Это соответствует подавлению в 41 дБ. Типичное же подавление зеркального канала в квадратурном смесителе около 35 дБ. В то же время, требуемое подавление может составлять 80 дБ и более. В этом случае необходимо применять разного рода схемы автокалибровки и дополнительной фильтрации.

Радикальным способом одновременного подавления зеркального канала и снижения промежуточной частоты является выбор нулевой промежуточной частоты (прямое преобразование). В этом случае, зеркального канала просто не существует, т.к. он совпадает с основным.

На рис. 3 показана часть радиотракта прямого преобразования.