2.2 Схема модуля и зависимость его параметров от характеристик входящих узлов

Структурная схема приёмного модуля АФАР выделена пунктиром на рис. 2.2. В его составе: направленный ответвитель (НО), составной фильтр (Ф), состоящий из полосно-пропускающего (ППФ) и полосно-запирающего (ПЗФ), малошумящий усилитель (МШУ), юстировочный фазовращатель (ЮФ), дискретные фазовращатели (ДФ) на, 180, 90, 45 схема управления фазой (УФ) и вторичный источник питания (ВИП) для питания МШУ. Элементы приёмного модуля выполнены в виде гибридных интегральных микросхем на подложках из поликора ( = 9,8), и ГИС МШУ – на подложке из ситалла (  7,0), обозначенных как DA1DA11.

СВЧ сигнал, принятый антенной, поступает через входной разъём Ш1 модуля на направленный ответвитель (НО₁), входящий в состав микросхемы DA1. НО₁ выполнен на двух связанных МПЛ, протяженность участка связи равна /4, где  - длина принимаемой волны в МПЛ. Вспомогательная МПЛ направленного ответвителя, нагружаемая на согласованное сопротивление R_Н = 50 Ом, подсоединена к разъёму Ш2 "Контр. сигн.".

Контрольный сигнал, подаваемый через этот разъём от генератора встроенного контроля (ГВК) через N-канальный коммутатор на НО, позволяет обеспечить проверку функционирования каждого приёмного модуля АФАР с помощью системы встроенного контроля. Потери сигнала в основном тракте НО не превышают 0,2 дБ. Ослабление контрольного сигнала через вспомогательную МПЛ С (дБ) составляет  20дБ и обеспечивается при разработке путём изменения расстояния S между основной и вспомогательной МПЛ и ширины линии (W) при фиксированной толщине подложки (h) (см. рис. 2.3, где изображены зависимости S/h и W/h от величины необходимого переходного осллабления).

Из основной МПЛ направленного ответвителя принятый сигнал поступает на вход фильтра (микросхемы DA1 DA3), обеспечивающего выделение рабочих частот, а также подавление по зеркальному и другим мешающим каналам приёма. Одновременно фильтр защищает МШУ от воздействия мощности собственного передатчика. Фильтр состоит из двух каскадно-соединённых фильтров: полосно-запирающего (ПЗФ) и полосно-пропускающего (ППФ).

ПЗФ представляет собой двухзвенный режекторный фильтр, средняя частота полосы заграждения которого равна частоте передатчика. Первое звено фильтра входит в состав микросхемы DA1, второе – микросхемы DA2. Каждое звено режекторного фильтра состоит из отрезка МПЛ и включенного в неё параллельно разомкнутого шлейфа длиной, кратной нечетному числу четвертей волн [(2n + 1)*_ПРД]/4, где _ПРД - длина волны передатчика в МПЛ с волновым сопротивлением 50 Ом. Для уменьшения занимаемой площади шлейфы свёрнуты "змейкой". На частоте принимаемого сигнала длина шлейфа становится кратной полуволне _ПРM/2, поэтому потери, вносимые шлейфом на этой частоте, минимальны. Для точной настройки режекторного фильтра на частоту передатчика в схему введены подстроечные элементы, позволяющие компенсировать разброс эффективной диэлектрической проницаемости подложки (см. рис. 2.4). Запирание в полосе частот передатчика режекторным фильтром составляет 35 38 дБ.

ППФ входит в состав микросхемы DA3, является фильтром с четвертьволновыми связями, состоящим из трёх низкоомных (Z_P 25 Ом) микрополосковых /4-резонаторов (см. рис. 2.4), короткозамкнутых на одном конце и разомкнутых на другом, соединённых друг с другом с помощью _ПРM/4  отрезков регулярной (Z₀ = 50 Ом) линии. Расчёт параметров микрополосковых линий в учебных целях можно проводить по следующим формулам:

Волновое сопротивление линии: ;

или размеры ;

Длина волны в МПЛ: ;;

где _r - относительная диэлектрическая проницаемость

Потери в металле: , (2.5)

где [W,h]=[м] ; []=[]

Потери в диэлектрике: ,

где tg - тангенс угла диэлектрических потерь.

Суммарные потери в МПЛ:

Собственную добротность Q₀ одного резонатора на МПЛ (при заданных размерах W и h) и рассчитанных по (2.5) погонных потерях можно определить:

; (2.6)

Можно показать, что если полоса сигнала  существенно меньше частот передачи f_ПРД и приёма f_ПРМ, а также существенно меньше разности между ними, то потери полосно-пропускающего фильтра из одинаковых звеньев составят:

; (2.7)

Потери полосно-запирающего фильтра при тех же условиях составят:

; (2.8)

где _ТР - требуемое запирание на частоте передатчика. Расчёт показывает, что при одинаковых L_ПЗФ << L_ППФ. Поскольку мощности внешних источников помех на входе ПрМ модуля существенно меньше мощности собственных передающих модулей АФАР, то наибольшее запирание в узкой полосе частот реализуют с помощью ПЗФ и ППФ - совместно, а запирание в широкой полосе частот, включая полосу частот собственно передатчика - за счёт ППФ. Поэтому входной фильтр и является составным (с целью минимизации прямых потерь в полосе пропускания).

Практика показала, что подобные соотношения потерь справедливы и для фильтров, составленных из не одинаковых звеньев (Чебышевских, максимальлно-плоских и т.п.). Однако строгого математического доказательства этого факта в литературе нет.

Выбор числа звеньев фильтра из одинаковых резонаторов можно производить по формуле:

; (2.9)

и округлять до ближайшего целого.

Расчёт отдельного резонатора при выбранной геометрии (W,h) производится как полуволнового симметричного относительно основной МПЛ, разомкнутого с обоих концов. Длина 1 более короткого, ёмкостного, шлейфа изменяет связь резонатора с основной линией передачи и влияет на нагруженную добротность резонатора так, что по мере её увеличения растёт и нагруженная добротность. Обычно 1/L  0,39  0,43, где L = _РЕЗ/2, и позволяет изменять нагруженную добротность в пределах 10 20. Затем из более длинного (индуктивного) шлейфа вычитают_РЕЗ/4 и закорачивают оставшуюся часть на землю, реализуя то же самое значение индуктивности, необходимое для резонанса, но почти вдвое уменьшая площадь, занимаемую резонатором.

Другой метод оценки прямых потерь фильтра – это вычислить произведение полной длины МПЛ (данной ширины W_i) на погонные потери и сложить с аналогичными величинами для других W_k.

Усиление СВЧ сигнала осуществляется 2-хкаскадным МШУ (микросхема DA4), принципальлная электрическая схема которого представлена на рис. 2.5,. МШУ выполнен на транзисторах типа

2Т3121А-6, включенных по схеме с общим эмиттером. Напряжение смещения на базу каждого транзистора подаётся с резистивного делителя коллекторного напряжения. Наличие секционированных резисторов в коллекторных и эмиттерных целях, зашунтированных ёмкостями, позволяет регулировать токи, протекающие через каждый из транзисторов, с целью управления их коэффициентами усиления и шума. МШУ содержит также фильтрующие цепи и отрезки МПЛ, служащие для трансформации сопротивлений.

Для предотвращения изменения параметров МШУ при изменении питающих напряжений питание усилителя осуществляется от вторичного источника питания (ВИП), представляющего собой стабилизатор напряжения +9 В (микросхема DA5). Усилительные свойства СВЧ транзисторных усилителей определяются по известным S-параметра транзистора. Для абсолютно устойчивого транзистора можно обеспечить как режим двустороннего (по входу и выходу) согласования для обеспечения максимального усиления, так и режим согласования по входу на минимум коэффициента шума, а по выходу – на максимум усиления. Причем, эти режимы, а значит , и согласующие цепи, не совпадают.

В выбранном режиме должны быть известны S-параметры. Тогда при одновременном выполнении следующих трёх неравенств транзистор абсолютно устойчив:

(2.10)

где =S₁₁*S₂₂-S₁₂*S₂₁

В этом случае расчётный максимальный коэффициент усиления на каскад составит:

(2.11)

При неодинаковых режимах в обоих каскадах полный коэффициент усиления составит:

дБ (2.12)

Небольшую поправку в эту величину можно внести за счёт потерь в МПЛ, которые являются произведением погонных потерь, вычисленных согласно (2.1) умноженный на суммарную длину микрополосковых линий в составе МШУ.

Шумовые свойства каскада МШУ определяются типом и качеством транзистора и могут быть описаны несколькими свойствами:

- коэффициент шума в разах:

, (2.13)

- коэффициент шума в децибелах:

; (2.14)

- эквивалентная шумовая температура в Кельвинах:

; (2.15)

где T₀ - стандартная окружающая температура, T₀ = 293 К.

Для многокаскадного усилителя имеем:

; (2.16)

или

; (2.17)

Коэффициенты передачи четырёхполюсников с потерями меньше единицы, поэтому, будучи выражены в дБ они имеют отрицательную величину (т.к. логарифмы чисел, меньших единицы - отрицательны).

Коэффициент шума пассивных четырёхполюсников, выраженный в децибелах, равен величине его потерь, взятых с обратным знаком, т.е. всегда положителен.

Юстировочный фазовращатель (ЮФ), выполненный в виде микросхемы DA6, предназначен для установки во всех каналах приёмных модулей АФАР одинаковых начальных фазовых сдвигов с точностью не хуже  15, несмотря на разброс параметров отдельных микросхем и входящих в них активных элементов. ЮФ представляет собой набор отрезков МПЛ, соединение которых в различных комбинациях позволяет при регулировке модуля изменять электрическую длину тракта. Набор отрезков МПЛ на плате ЮФ ограничен. При регулировке модуля выбирается отрезок или набор отрезков МПЛ, наиболее точно совпадающий с расчётной величиной.

Управляемый дискретный фазовращатель (ДФ) состоит из трёх каскадно-включенных одноразрядных фазовращателей, осуществляющих сдвиги 180, 90 и 45 (микросхемы DA 8и DA10). Комбинируя эти фазовые сдвиги (дискреты), можно перекрыть полный период 360 с шагом 45. Все одноразрядные фазовращатели выполнены по типовой схеме, представляющей собой фазосдвигающую цепочку петлевого типа на pin-диодах 2А517.

Рассмотрим принцип работы фазовращателя на 180, принципиальная электрическая схема которого показана на рис. 2.6. Pin-диод VD1 расположен в основании петлевого отрезка соответствующей электрической длины (в данном случае 180). Если pin-диод обесточен, его сопротивление на рабочей частоте равно 2  3 кОм, и СВЧ сигнал проходит по петлевому отрезку. Когда же через pin-диод протекает ток (порядка 30  35 мА), сопротивление снижается до (1,5  2) Ом. При этом СВЧ сигнал проходит через диод, минуя петлевой отрезок. Электрическая длина пути сигнала становится меньше на длину петлевого отрезка. Чтобы устранить рассогласующее действие отключенного петлевого отрезка, к нему с помощью второго pin-диода VD2 присоединяется короткозамкнутый шлейф. Петлевой участок и шлейф образуют цепь, эквивалентную короткозамкнутому на конце четвертьволновому шлейфу. Эта цепь имеет большое входное сопротивление со стороны линии передачи и СВЧ сигнал в неё не поступает.

ДФ управляется командами извне от вычислителя фаз (ВФ) с помощью специальной схемы управления фазой (УФ), выполненной в виде микросхемы DA9 и DA11. УФ представляет собой усилитель-стабилизатор тока, который предназначен для преобразования потенциальных сигналов, поступающих от вычислителя фаз, в токовые сигналы управления pin-диодами и для стабилизации этих токовых сигналов.

С выходов фазовращателей СВЧ сигнал поступает на выходные разъёмы Ш3 и Ш4 приёмного модуля и далее на схему суммирования (СС) АФАР по каждому из лучей, один из которых обеспечивает поиск, а другой – постоянную связь.

Топология юстировочного и дискретного фазовращателей приведена на рис. 2.7 в несколько упрощённом виде.

При оценке потерь, вносимых дискретными фазовращателями кроме потерь в МПЛ, расчёт которых уже рассмотрен выше, следует учитывать ещё и потери, вносимые pin-диодами. Прямые потери в каждом дискрете будут определяться последовательно включенным диодом:

, где ; (2.18)

r_д - прямое сопротивление открытого диода,

Z₀ - волновое сопротивление линии.

При однотипных диодах максимальные потери в фазовращателе составят:

; (2.19)

Направленный ответвитель НО₂, предназначен для выделения части усиленного сигнала для формирования второго луча АФАР. Он представляет собой (см. рис. 2.8) двухшлейфный "квадратный " мост, переходное ослабление которого регулируется (при разработке) соответствующим выбором волнового сопротивления шлейфов и отрезков регулярных линий передачи, находящихся между шлейфами как в основной, так и в связанной линиях.

Для удобства расчёта вводят нормированные волновые проводимости отрезков линий в ответвителе:

, (2.20)

величины которых определяют из следующих равенств:

, (2.21)

где с - заданная величина переходного ослабления в децибелах. По найденным a и b вычисляют:

, и (2.22)

Ширины микрополосковых проводников W_a и W_b определяют по (2.5). Длины отрезков должны составлять _МПЛ/4, причём, эффективное значение диэлектрической проницаемости _ЭФ должно быть рассчитано для каждого отрезка с учётом именно его ширины W_a или W_b согласно (2.5). На частотах выше 3 ГГц длину, обозначенных литерой "а",шлейфов несколько уменьшают с учётом эквивалентной схемы Т-соединения проводников.

Если сигнал поступает в плечо 1 ответвителя, то ослабленный на величину С (дБ) сигнал будет выделен в плече 3 , основная часть сигнала (за вычетом ответвлённой) поступит на плечо 2. Плечо 4 остаётся "развязанным", т.е. сигнал в него не поступает при условии, что оно нагружено на согласованную нагрузку (R = Z₀), выполненную в плате DA7 в виде плёночного резистора.

Под величиной потерь в НО₂ для тракта 1  2 следует понимать сумму мощностей рассеянных в проводниках a и b и ответвлённой в плечо 3.

Полученных в разделе 2 расчётных данных достаточно для расчёта коэффициента передачи модуля по каждому из лучей и коэффициента шума или эффективной шумовой температуры, пересчитанных ко входу модуля.

Коэффициент усиления модуля представляет алгебраическую сумму коэффициентов усиления обоих каскадов транзисторного усилителя (положительная величина) и потерь пассивных узлов (отрицательная величина), выраженных в децибелах. Коэффициент шума модуля рассчитывается по (2.12) при известных K_Шi (транзистора) и усилении, а также потерях в последующих узлах и межкаскадных соединениях. Затем полученная величина пересчитывается децибелы по (2.14) и к ней прибавляется величина потерь в составном фильтре, выраженная в децибелах.

Полученная суммарная величина может быть обратно пересчитана в разы обращением формулы (2.14) – антилогарифмированием и, наконец, преобразована в форму эквивалентной шумовой температуры T_Э модуля согласно формуле (2.15).

Для расчёта выигрыша активной решётки по сравнению с пассивной T_Э должно быть использовано взамен T_У в формуле (2.4). Для расчёта коэффициента полезного действия  фидерного тракта использовать полученные результаты расчётов потерь всех узлов, кроме усилителя; число элементов в решётке, потери в сумматорах и погонные потери в соединительных кабелях задаёт преподаватель.