На рисунке 9 приведены временные диаграммы поясняющие работу двухполупериодной однофазной схемы (рисунок 8а) на ёмкостную нагрузку.

Рисунок 9 - Эпюры работы однофазного мостового выпрямителя

На нагрузку ёмкостного характера Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно,что с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе , уменьшается и уголθ, а среднее значение напряжения

стремится к амплитуде напряжения .

Величина ёмкости С_ф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле ,

где I_вх- среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя;

f_c - частота питающей сети;

p - число фаз выпрямления (пульсность);

- абсолютный коэффициент пульсаций

напряжения на конденсаторе.

Для расчётов задаются k_а=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям.

При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда i_cmax (см. рисунок 9), который может в десятки раз превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор R_огр.

Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают i_cmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на ёмкость.

Реально R_огр составляет от 3 до 50 Ом для ВБВ с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей-единиц ватт. Импульсная же мощность достигает десятков ватт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23, С2-33 и пр.), но со значительным запасом по мощности. При выходной мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание R_огр после включения контактами реле или тиристором [1].

2.4. Порядок расчёта

2.4.1. Исходные данные

Исходными данными для выбора и расчёта схемы являются:

- номинальное значение сетевого напряжения U_ф, В;

• относительное отклонение напряжения питающей сети:

- в сторону повышения а_макс

- в сторону понижения а_мин ;

• номинальное значение выходного напряжения U₀, В;

• амплитуда пульсации выходного напряжения U_вых.m, В;

• максимальное и минимальное значения тока нагрузки I_0.макс, I_0.мин., А;

• частота преобразования f_n;

• диапазон температур окружающей среды ˚C;

• максимальная выходная мощность преобразователя P₀=U₀·I_{0 макс.}

2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя

1. Определяем максимальную выходную мощность преобразователя

P₀ = U₀·I_{0 макс.}

2. Определяем номинальное U_вх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:

,,,

где: k _а = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций

на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9);

(при р = 2,3), (прир = 6).

3. По известным значениям P₀ и U_вх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учётом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2.

Области, обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.

Рисунок 10 - График областей предпочтительного применения

различных типов преобразователей

4. Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γ_макс= 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемсяγ_макс= 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3γ_макс= 0,7.

5. С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения ЭДС первичной U_1m и вторичной U_2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети U_вх и мощности нагрузки P₀ (для преобразователя по схеме рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение ЭДС вторичной полуобмотки). При этом задаём:

U_{кэ нас.}= (1…2,5) В – напряжение на силовом транзисторе в режиме насыщения; U_пр.VD= U_пр.VD1= U_пр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии;U₁0,02U_вх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W₁обмотки трансформатора;U₂ = 0,02U₀– падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W₂обмотки трансформатора;U_L= (0,02…0,05)U₀ =U_L2;U_L1= (0,02…0,05)U_вх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселяL,L1,L2;

U_c1=0,1U_вх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования.

Таблица 3

№№ п/п	Параметр	Выходной выпрямитель				Схемы рис. 2,3		Схемы рис. 4,5		Схема рис.6					Схема рис. 7
1		-				U0/(Uвхn21)		U0/( n21 Uвх+ U0)							2 U0/(n21 Uвх)
2	мин	-				U0/(Uвх максn21)		U0/(n21Uвх макс+U0)							2 U0/ (n21 Uвх макс)
3	I1	Однополупериодный				n21I0 макс		n21I0 макс							-
		Мостовой и двухполупериодный				-		-		-					n21I0 макс
4	I2	Однополупериодный				I0 макс		I0 макс		I0макс					-
		Мостовой				-		-		-					I0 макс
		Двухполупериодный				-		-		-					0,5I0 макс
5	U1m	Однополупериодный				Uвхмин–Uкэнас- U1		Uвх мин -Uкэнас - U1		Uвх мин –Uкэнас - U1 - UL1
		Мостовой и двухполупериодный						-		-					0,5Uвхмин - UC1 - Uкэнас - U1
								Продолжение таблицы 3
№№ п/п	Параметр	Выходной выпрямитель		Схемы рис. 2,3					Схемы рис. 4,5			Схема рис.6		Схема рис. 7
6	U2m	Однополупериодный												-
		Мостовой		-					-			-
		Двухполупериодный		-					-			-
7	SстSо	Однополупериодный												-
		Мостовой		-					-			-
		Двухполупериодный		-					-			-
8	n21	-		U2m/U1m
9	W1	-		максU1m/(SстBfn)
Окончание таблицы 3
№№ п/п	Параметр		Выходной выпрямитель		Схемы рис. 2,3		Схемы рис. 4,5				Схема рис.6		Схема рис. 7
10	W2		-		W1n21
11	q1		-		I1/j
12	q2		-		I2/j
13	Lкр		-				-				-		U0 (1-мин) / (2fnI0 мин)
14	Lкр1		-		-		-				Uвх(1-мин)/ (2n21fnI0 мин)		-
15	Lкр2		-		-		-				U0 (1-мин) / (2fnI0 мин)		-
16	LW1кр				-		Uвх2макс/ (2 fnn21I0 мин)				-		-

6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n₂₁ трансформатора: n₂₁ = U_2m/U_1m.

7. С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γ_мин. Если полученное значениеγ_мин0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет.

8. Определяем критическую индуктивность дросселя L_кр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность L_кр1 и L_кр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность L_w1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем: L = L_кр; L₁=L_кр1; L₂=L_кр2; L_w1=L_w1кр.

9. Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.

Таблица 4