Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

Этим выражениям соответствует векторная диаграмма, приведенная на рис.14.13,а, где вектор ЭДС E опережает вектор потокосцепления ротора Ψf , направленный по оси d , на 90°.

Вектор тока статора направлен по оси q , совпадающей с направлением вектора ЭДС, и отстает от вектора напряжения на угол γ , зна-

чение которого зависит от значения тока статора, т. е. от момента нагрузки.

В вентильном двигателе на основе синхронной машины с постоянными магнитами на роторе непосредственное регулирование потока ротора невозможно. Вместе с тем необходимость «ослабления потока» может возникнуть на высоких скоростях, когда ЭДС

E = с′Д = Z p Ψf ω близка к максимально возможному значению на-

пряжения на статоре, которое ограничено значением номинального напряжения инвертора (преобразователя частоты), и запас по напряжению мал. Это может привести к тому, что напряжение ограничится, следствием чего явятся ограничение динамического тока и момента в динамических режимах и ухудшение качества реакции привода на изменение нагрузки.

Рис.14.13. Векторные диаграммы вентильного двигателя: а – при I sd = 0 ; б – при I sd < 0

Выход из положения состоит в организации режима «ослабление поля» путем задания на верхних скоростях отрицательной составляю-

щей вектора тока по оси d . Сказанное иллюстрирует векторная диаграмма рис.14.13,б, построенная на основании формулы (14.18) при

значении ЭДС, что и на рис.14.13,а. Конечно, применение такого способа управления приводит к увеличению суммарного тока статора при данном значении момента нагрузки и характеризуется относительно небольшим диапазоном регулирования скорости.

291

В отличие от вентильного двигателя на основе машины с неявнополюсным ротором в машине, у которой ротор имеет явно выраженные полюса (явнополюсный ротор), индуктивности обмотки статора по продольной и поперечной осям различны. Для рассмотрения задачи эффективного использования вентильного двигателя с явнополюсным

Очевидно, что в отличие от вентильного двигателя на основе машины с неявнополюсным ротором момент двигателя в рассматриваемом случае определяется не только составляющей тока по поперечной

оси q , но и составляющей по продольной оси d . Поэтому задача по-

лучения режима, в котором требуемый момент будет создаваться при минимально возможном токе статора, не сводится к задаче обеспече-

ния равенства I sd = 0 , а требует иного подхода. Этот подход состоит

в таком построении системы управления вентильного двигателя, при котором минимизируется значение полного тока статора

I s = I sd2 + I sq2 .

Для получения требуемых зависимостей воспользуемся равенством (14.19) в относительных единицах, приняв за базовое значение

электромагнитного момента M б = (3/ 2)Z p Ψf Iб , а за базовый ток

Iб = Ψf /(Lsd − Lsq ) . Тогда выражение для момента двигателя будет иметь вид

где M Д , I sq , I sd – соответственно момент двигателя и токи статора

в относительных единицах.

Пользуясь этим выражением, можно при данном значении момента рассчитать то соотношение токов I sd и I sq , при котором будет вы-

полнено требование I s = I sd2 + I sq2 = min .

На рис.14.14 в виде зависимостей I sq = f (I sd ) показаны резуль-

таты расчета по выражению (14.20) для нескольких значений момента двигателя. В процессе расчета на каждой из них были отмечены точки

a , b , c и d , соответствующие минимуму тока I s . По этим точкам построена кривая 0abcd , позволяющая при данном моменте опреде-

292

лить во вращающейся системе координат требуемые соотношения составляющих тока статора по осям d и q .

Isd

-1,0 -0,8 -0,6 -0,4 -0,2 0

Рис.14.14. Кривая требуемого соотношения токов по продольной и поперечной осям вентильного двигателя с явнополюсным ротором

14.5. Системы управления электроприводом с вентильным двигателем

Пример построения системы однозонного регулирования скорости в электроприводе с неявнополюсным синхронным двигателем с постоянными магнитами при управлении от преобразователя частоты с ШИМинвертором напряжения рассмотрен в разд. 14.1. Если в качестве преобразователя частоты применяется преобразователь с ШИМинвертором, управляемым током (например, см. разд. 7.5), то структура системы управления еще более упрощается и фактически сводится к

преобразованию токов, заданных в системе координат ( d , q ), в коор-

динатную систему (А,В,С). При этом I sdz = 0 , а I sqz формируется не-

посредственно на выходе регулятора скорости.

Если вентильный двигатель выполнен на основе синхронной машины с явнополюсным ротором, то структура привода включает в себя узел задания токов статора по продольной и поперечной осям. С его помощью каждое значение электромагнитного момента двигателя достигается при минимально возможном токе статора. На рис.14.15 показана функциональная схема системы регулирования скорости электропривода с таким двигателем. В ней этот узел выполнен в виде двух функциональных преобразователей ФП1 и ФП2. Поскольку в машине с постоянными магнитами на роторе момент однозначно определяется значением тока статора, сигнал на выходе регулятора тока можно рас-

293

сматривать как сигнал задания момента и включить функциональные преобразователи на выход регулятора скорости.

Приведенные на рис.14.16 характеристики преобразователей ФП1 и ФП2, представляющие собой зависимости сигналов задания тока по

прямой и квадратурной осям I sdz = f (M Дz ) и I sqz = f (M Дz ) ,

строятся по результатам расчета, ход которого поясняет рис.14.14. На нем, так же как и на рис.14.14, переменные представлены в относительных единицах.

Рис.14.15. Электропривод с вентильным двигателем на основе синхронной машины с явнополюсным ротором

I Isqz = f (M Д )

M Д

Isdz = f (M Д

Рис.14.16. Характеристики функциональных преобразователей ФП1 и ФП2

В приводах постоянного тока с двигателями независимого возбуждения и в приводах переменного тока с асинхронными двигателями при векторном управлении находят применение системы двухзонного регулирования скорости. Режим двухзонного регулирования может быть реализован и в приводе с вентильным двигателем. При этом, если двигатель выполнен на основе машины с неявнополюсным ротором, в диапазоне от нуля до номинальной скорости поддерживается равенст-

294

во нулю составляющей тока статора по оси d и одновременно изменяются частота и напряжение преобразователя частоты, а в верхней части диапазона, когда напряжение достигло номинального значения и дальнейшее его увеличение недопустимо, увеличивается только часто-

та, а ток по оси d равным нулю не поддерживается. Для пояснения обратимся к выражению (14.6) для пространственного вектора напряжения во вращающейся системе координат, приняв в нем p = 0 и

В части диапазона, где скорость двигателя меньше номинальной, составляющая тока статора по оси d поддерживается равной нулю и напряжение определяется выражением

U sd −q = −Z pωLs I sq + j(Rs I sq + E) .

Соответствующая векторная диаграмма показана на рис.14.17,а. На ней угол δ между вектором тока I s и осью d вращающейся сис-

темы координат равен 90°. В номинальном режиме модуль вектора напряжения на статоре определяется выражением

Составляющая тока I sqн в соответствии с формулой (14.16) связана с номинальным электромагнитным моментом равенством

295

M н = 32 Z p I sqнΨf .

Поскольку потокосцепление от потока ротора с постоянными магнитами не может быть изменено, поддержание напряжения постоянным при увеличении скорости до значения, большего номинального,

возможно только путем создания составляющей тока I sd , отличной от

нуля. Векторная диаграмма, соответствующая выражению (14.21), показана на рис.14.17,б. Вектор тока при этом сдвигается в сторону опе-

режения, и угол δ > 90°. Для конкретного режима значение I sd может быть найдено в результате решения нелинейного уравнения

(Rs I sd − Z pωLs I sq )2 + (Rs I sq + Z pωLs I sd + E)2 =U sн . (14.22)

Ток I sq определяется моментом нагрузки, а ЭДС E – скоростью

ω > ωн . При этом надо иметь в виду, что в установившемся режиме

должно выполняться условие I s = I sd2 + I sq2 ≤ I sн . Это накладыва-

ет ограничение на значение длительно допустимого момента. Функциональная схема системы двухзонного регулирования ско-

рости с вентильным двигателем представлена на рис.14.18. Обмотки статора двигателя питаются от преобразователя частоты с автономным инвертором, управляемым током. Переменные на входе преобразователя и на выходе обратных связей по току статора представлены не в ортогональной, а в полярной системе координат. Соответственно во входной ступени преобразователя ПКП осуществляется прямое преобразование переменных из полярной системы координат в неподвиж-

ную систему координат (α, β) , а выходной ступени преобразователя ПКО – обратное преобразование из неподвижной системы координат (α, β) в полярную. В полярной системе координат вектор тока пред-

ставляется в виде модуля вектора | I s | и угла его поворота ϕ относи-

тельно неподвижной системы координат (см. рис.14.17,б). Эти преобразования обозначены на схеме как П–О и О–П.

Система управления выполнена как двухконтурная с контурами регулирования момента и скорости. Выходной сигнал I sz регулятора

момента РМ воздействует на входы блоков abs и sng , первый из которых представляет собой блок выделения модуля вектора тока, а второй – идеальное реле. Его выходная величина равна +1, если I sz > 0 ,

равна -1, если I sz < 0 , и равна нулю при I sz = 0 .

296

В схеме предусмотрен функциональный преобразователь ФП, характеристика которого представляет собой зависимость | δ |= f (ω) .

После умножения на выходной сигнал блока sgn угол δ приобретает знак сигнала на выходе РМ и суммируется с сигналом θc датчика положения ротора, представляющим собой угол поворота ротора и связанного с ним вектора Ψf в электрическом пространстве. Результатом

суммирования является непрерывно изменяющийся во времени угол поворота вектора тока относительно неподвижной системы координат. При работе на скорости, не превышающей номинального значения,

сигнал на выходе ФП соответствует | δ |= 90°, чем обеспечивается равенство нулю составляющей тока I sd . При ω > ωн задание угла | δ | растет, что приводит к появлению отрицательной составляющей тока I sd (см. рис.14.17,б).

Для компенсации запаздывания в преобразователе частоты, проявляющегося в отставании синусоид фазных напряжений от соответст-

вующих сигналов задания, к углу ϕz добавляется опережающий угол Z pωτ , зависящий от частоты напряжения на выходе инвертора, т.е. в

синхронной машине – от скорости двигателя, и времени запаздывания. В блоке П–О преобразователя координат прямого канала выполняется расчет составляющих тока статора в неподвижной системе ко-

ординат:

тока и угол поворота вектора относительно неподвижной системы координат:

Регуляторы РМ и РС имеют ограничения выходного сигнала. Первое из них задает предельное значение динамического тока статора в переходных режимах, а второе – ограничение момента двигателя на допустимом значении.

15. Векторное управление рекуперативным выпрямителем напряжения

Область применения рекуперативных выпрямителей (в литературе называются также активными выпрямителями, активными фильтрами)

– электроприводы, продолжительно работающие в генераторных режимах, а также в режимах частых разгонов и торможений с высокой интенсивностью (крановый электропривод, электропривод станков средней и большой мощности, электропривод транспортных средств). Обеспечивает двунаправленный обмен энергией между питающей трехфазной сетью переменного тока и нагрузкой с высокими показателями качества энергии: форма токов и напряжений – синусоидальная, коэффициент мощности – регулируемый (в том числе равный единице).

Рассмотрим пример построения системы векторного управления рекуперативным выпрямителем [27,16].Схема рекуперативного выпрямителя напряжения (рис.15.1) включает коммутирующие реакторы

L , полупроводниковый коммутатор на IGBTключах (ПК), фильтрующий конденсатор C и активно-индуктивную нагрузку с источником ЭДС. Роль такой нагрузки может выполнять электропривод переменного тока с инвертором напряжения или электропривод постоянного тока с ШИП.

U y

Рис.15.1. Схема силовой части рекуперативного выпрямителя напряжения

299