Литература ЭПУ / Розанов Ю.К. Электрические и электронные аппараты / Розанов Ю.К. Электрические и электронные аппараты / glava_7

дящего канала и низкое значение емкости затвористок CGS, что повышает быстродействие этих приборов.

Быстродействие БТИЗ определяется в значи- тельной мере тем, что они сочетают свойства биполярных и полевых транзисторов. В начале включения переходные процессы БТИЗ- и МОП-транзисторов сходны. На конечном интервале в переходном процессе БТИЗ начинают преобладать свойства биполярного транзистора. Это приводит к затягиванию спада напряжения коллектор-эмиттер, так как переход биполярного транзистора из активного режима в насыщенный происходит более медленно. При выключении характер переходного процесса вначале сходен с характером процесса в полевом транзисторе, а на конечном интервале – в биполярном из-за накопления избыточных зарядов в одной из областей его структуры.

Приведенные выше статические и динамические характеристики обусловливают области применения различных типов транзисторов в современных силовых электронных устройствах. Традиционно применялся биполярный транзистор, основной недостаток которого заключался в потреблении зна- чительного тока базы, что требовало мощного оконечного каскада управления (драйвера) и приводило к снижению КПД устройства в целом. Затем появились полевые транзисторы более быстродействующие и потребляющие небольшие мощности

из системы управления. Долгое время МОП-тран- зисторы изготовлялись на незначительные мощности и применялись только в информационной электронике. Сейчас МОП-транзисторы широко используются в силовых электронных устройствах. Основным недостатком МОП-транзисторов являются большие потери мощности от протекания прямого тока. Значение этих потерь определяется сопротивлением транзистора в проводящем состоянии Rdson. Последнее значительно возрастает с увели- чением максимального напряжения транзистора. Поэтому МОП-транзисторы обычно используют

âдиапазоне низких напряжений, ограниченном уровнем 500–600 Â.

Последнее время лидирующее положение в области применения занимают БТИЗ, сочетающие

âсебе достоинства биполярных и полевых транзисторов. В ближайшем будущем по прогнозам ведущих производителей полупроводниковых приборов БТИЗ практически полностью вытеснит другие типы приборов. Предельная мощность СИТ-тран- зисторов сравнительно невелика, поэтому несмотря на их достоинства широкого применения в силовой электронике они не нашли.

Конструктивно БТИЗ изготовляются как в металлических, так и в пластмассовых корпусах (рис. 7.38). Наиболее перспективным исполнением транзистора является корпус для поверхностного монтажа.

Главным условием надежной работы транзисторов является обеспечение соответствия ОБР транзисторов как статических, так и динамических вольт-амперных их характеристик, определяемых конкретными условиями работы (см. § 7.1).

ОБР силовых транзисторов. Íà ðèñ. 7.39,à представлены ОБР биполярного транзистора при постоянном и импульсном токах различной длительности. Максимальное значение тока коллектора ICmax и соответствующий ему участок ÀÂ являются предельными значениями для постоянного тока. Участок ÂÑ соответствует ограничению на рассеиваемую мощность внутри прибора (см. § 7.1). Участок DE соответствует максимальному допустимому зна- чению напряжения коллектор-эмиттер UBR транзистора, превышение которого приводит к пробою структуры и выходу транзистора из строя. Ограни- чение на участке CD определяется явлением вторичного пробоя. Под вторичным пробоем понимают выход из строя под воздействием локальных перегревов отдельных областей структуры. Причи- ной таких перегревов является обычно технологи-

ческая неоднородность структуры. Следует отметить, что форсирование выключения транзисторов способствует возникновению пробоя и соответственно повышает крутизну участка CD [81]. В импульсных режимах работы границы ОБР расширяются. Это объясняется инерционностью тепловых процессов, вызывающих перегрев структуры транзисторов.

Ограничениями, определяющими ОБР полевых и, в частности, МОП-транзисторов, являются: максимальные допустимые значения тока стока IDmax и напряжения сток-исток UBR, а также допустимые значения рассеиваемой мощности, определяемые сопротивлением транзистора в открытом состоя-

íèè RDSon и напряжением сток-исток USD (íà ðèñ. 7.39,á участок BC). Так же как и для биполярных

транзисторов, границы ОБР для полевых транзисторов в импульсных режимах расширяются. Положительной особенностью ОБР полевых транзисторов является отсутствие ограничений, связанных со вторичным пробоем, который в этом классе транзисторов не возникает.

рис. 7.40 приведены типовые схемы, позволяющие исключить или ограничить перенапряжения при коммутации активно-индуктивной нагрузки. Элементы схемы, снижающие перенапряжения, могут рассматриваться как простейшие ЦФТП (см. п. 7.1.4).

В схеме на рис. 7.40,à при выключении транзисторного ключа S под воздействием ЭДС самоиндукции (UL = Ldi ¤ dt) включается диод VD. В результате напряжение на ключе Us становится при допущении идеальности диода равным напряжению источника питания E. После выключения ключа S òîê ií будет замыкаться в цепи Rí - Lí – VD,

постепенно затухая до нуля с постоянной времени τí = Lí ¤ Rí. При этом энергия, накопленная в индуктивности Lí, будет рассеиваться в активной составляющей нагрузки Rí. Аналогичный принцип ограничения перенапряжения используется в схеме на рис. 7.40,á. Разница заключается в том, что включение стабилитрона VD в отличие от диода происходит при определенном напряжении UÑÒ, которое соответствует перенапряжению на транзисторном ключе S. В схеме на рис. 7.40,â при выключении ключа ток нагрузки переходит в конденсатор с емкостью Cs через диод VD, заряжая его до определенного напряжения. Пренебрегая поте-

рями энергии в резисторе Rí можно приближенно определить напряжение диода

Выражение (7.47) соответствует полному переходу энергии, накопленной в индуктивности

LíI 2í ¤ 2, в емкостную энергию CsU 2Cs ¤ 2. Ограниче- ние перенапряжения в схеме на рис. 7.40,ã происходит посредством введения дополнительной цепи с диодом VD, имеющей трансформаторную связь с нагрузкой. При выключении ключа S в обмотке наводится ЭДС, под воздействием которой вклю- чается диод VD и энергия, накопленная в индуктивности Lí начинает рекуперироваться в источник

питания. Перенапряжения и рекуперируемый ток определяются соотношением числа витков N1 è N2, а также коэффициентом магнитной связи между цепями нагрузки и рекуперации энергии.

При коммутации с повышенной частотой важно не только обеспечить соответствие динамической ВАХ и ОБР, но и уменьшить мощность, выделяемую в транзисторном ключе на интервале выклю- чения. Это дает возможность в целом уменьшить динамические потери в транзисторе. Для этого необходимо сформировать желаемую траекторию переключения посредством подключения к транзистору соответствующей ЦФТП (см. п.7.1.4). На рис. 7.41 представлена схема транзистора с ЦФТП для уменьшения потерь при выключении и времен-

ные диаграммы тока is, напряжения us и мгновенной мощности ps, выделяемой в транзисторе при разных значениях емкости Cs. Из диаграмм видно, что увеличение Cs ведет к затягиванию нарастания напряжения на конденсаторе и уменьшению выделяемой в транзисторе при выключении энергии

tâûêë

Ws = ò Ps dt. Накопленная в конденсаторе энергия

0

в данной схеме рассеивается в резисторе Rs при включении транзисторного ключа S. Сопротивле-

ние резистора Rs должно обеспечивать за время включенного состояния транзистора полный разряд конденсатора Cs. Обычно при проектировании минимизируют суммарную мощность, выделяемую в транзисторе и резисторе Rs. Для этого рассчитывают оптимальные значения Rs è Cs [81].

При включении транзистора возникают недопустимые для транзистора перегрузки по току, которые необходимо ограничивать в соответствии с ОБР. Высокие значения скорости нарастания тока в транзисторе diC ¤ dt приводят к росту динами-

Рис. 7.43. Пример схемы ЦФТП на включение и выключение

ческих потерь при периодическом включении транзистора. Для снижения значения diC ¤ dt используют ЦФТП, состоящую из реактора Ls, соединенного последовательно с транзистором. Подобная ЦФТП может использоваться для ограничения токовых перегрузок при включении с емкостной нагрузкой и в схеме с обратным диодом VD (ðèñ. 7.42,à). Например, если к моменту очередного включения транзистора ток в нагрузке ií, а следовательно, и в диоде VD был отличен от нуля, то при отсутствии индуктивности Ls в транзисторном ключе S возникнет скачок тока при его включении. Это произойдет в результате выключения диода и перехода тока нагрузки ií в транзистор. При допущении идеальности диода VD этот процесс произойдет мгновенно в начале включения транзистора. На рис. 7.42,á,â,ã приведены диаграммы тока is, напряжения Us и мощности Ps при разных значениях Ls. Из диаграмм видно, что с ростом индуктивности Ls потери в транзисторном ключе S при включении уменьшаются. Однако при этом происходит увели- чение энергии, накапливаемой в индуктивности Ls. Для вывода этой энергии к моменту очередного выключения ЦФТП должна иметь дополнительные элементы. В частности, для этой цели можно использовать дополнительный резистор Rs è äèîä VDs. Так как обычно ключевой режим работы транзис-

Рис. 7.44. ЦФТП МОП-транзистора на основе RC-öåïè

торов связан с периодической его коммутацией, то используют схемы ЦФТП, формирующие необходимые траектории как при включении, так и выключении (рис. 7.43). Существует большое разнообразие схем ЦФТП для биполярных транзисторов.

В отличие от биполярных МОП-транзисторы не имеют ограничений в ОБР, связанных с вторичным пробоем. Кроме того, во включенном состоянии эти транзисторы характеризуются большими значе- ниями эквивалентного сопротивления Rs. Область безопасной работы МОП-транзисторов в импульсных режимах имеет прямоугольную форму, что облегчает задачу их защиты. При выключении ак- тивно-индуктивной нагрузки для вывода энергии, накопленной в индуктивном сопротивлении, используют те же способы, что и для биполярных транзисторов (см. рис. 7.40). Однако для снятия перенапряжений, обусловленных малыми значениями ”паразитных” индуктивностей монтажа и в то же время высокими значениями dií ¤ dt, используют RC-цепи, подключенные параллельно транзистору (рис. 7.44), которыми, как правило, и ограничи- ваются.

Для биполярных транзисторов с изолированным затвором рекомендуются такие же ЦФТП, как и для МОП-транзисторов [81].

ляющего электрода iG не приведет к выключению схемы. Это связано с наличием внутренней обратной связи. Если ток анода iA по каким-либо внешним причинам спадает до нуля и внутренние емкости эквивалентных транзисторов разряжаются, то схема не перейдет в проводящее состояние при приложении прямого напряжения анод-катод без подачи им-

пульса тока управления iG. Таким образом тиристор способен выдерживать как прямое так и обратное напряжение, не переходя в проводящее состояние. Тиристор проводит прямой ток при подаче на него прямого напряжения и импульса тока управления и выключается после спадания прямого тока до нуля и восстановления запирающей способности.

выдерживается тиристором без его включения, имеет максимальные значения при iG = 0. При увеличении тока iG прямое напряжение, выдерживаемое тиристором, снижается. Включенному состоянию тиристора соответствует ветвь II, выключенному – ветвь I, процессу включения – ветвь III. Удерживающий ток IÍ равен минимальному допустимому значению прямого тока iA, при котором тиристор остается в проводящем состоянии. В открытом состоянии тиристор также характеризуется значением прямого падения напряжения UAC min.

Зависимость тока утечки от обратного напряжения приведена на рис. 7.47,á (ветвь IV). При превышении обратным напряжением значения UBO начинается резкое возрастание обратного тока, связанное с пробоем тиристора. Характер пробоя

может соответствовать необратимому процессу или процессу лавинного пробоя стабилитрона.

Статические входные ВАХ, характеризующие параметры управления обычного тиристора, представлены на рис. 7.47,â. Семейство ВАХ расположено в области, ограниченной ее значениями при максимально 1 и минимально 2 допустимых рабо- чих температурах тиристора. Заштрихованная область ограничена минимальными значениями тока и напряжения цепи управления, гарантирующими включение тиристора. Существуют также ограни- чения на максимально допустимые значения тока

iG max, напряжения UGC max и мощности PG max. Ограничения мощности зависят от длительности

сигналов управления. Нагрузочная характеристика должна выбираться с учетом указанных ограниче- ний (например, прямая 3 íà ðèñ. 7.47,â).

импульс имеет идеально крутой фронт) до начала спада напряжения анод–катод тиристора uAC (t) на 10% начального значения. Нарастание тока тиристора iA(t) заканчивается в момент времени t = t2, когда напряжение uAC (t) спадет до 10% начального значения, а ток iA(t) достигнет 90% установившегося значения. На длительность переходного процесса значительное влияние оказывают характер нагрузки (активный, индуктивный и пр.), амплитуда и скорость нарастания импульса тока управления iG, температура, напряжение и ток нагрузки. В цепи, содержащей тиристор, не должно возникать недопустимых значений скорости нарастания прямого напряжения duAC (t) ¤ dt, при которых может происходить несанкционированное включение тиристора при отсутствии сигнала управления и скорости нарастания тока diA ¤ dt, которые указываются в паспортных данных конкретных типов тиристоров. В то же время крутизна сигнала управления должна быть высокой.

Процессы выключения тиристора и диода во многом подобны. На рис. 7.49 представлены временные диаграммы выключения тиристора под воздействием обратного напряжения uACR(t) и последу-

ющим приложением прямого напряжения uACF (t).

В начале прямой ток снижается с определенной параметрами коммутируемой цепи скоростью diA ¤ dt до нуля. Затем идет процесс обратного вос-

становления в течение времени tRR, когда протекает обратный ток восстановления iRR. Далее происходит рекомбинация избыточных носителей в течение времени tS. Время выключения tq = tRR + tS. Ïî èñ-

течении этого времени тиристор вновь способен выдерживать в закрытом состоянии прямое напряжение, нарастающее со скоростью duF ¤ dt, íå ïðå-

вышающее допустимое значение. На время выклю- чения tq влияют температура, напряжение, ско-

рости спада прямого тока и нарастания прямого напряжения и др.

Среди способов выключения тиристоров принято различать естественное выключение (или естественную коммутацию) и принудительное (принудительную или искусственную коммутацию). Естественная коммутация происходит под воздействием переменного, обычно сетевого напряжения в момент спадания тока до нуля. Естественная коммутация широко используется в регуляторах переменного напряжения и выпрямителях. Способы принудительной коммутации весьма разнообразны. Наиболее характерные из них следующие: