Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Схемотехника аналоговых электронных устройств. Основные понятия, обратные связи, работа усилительного элемента в схеме. Учебное пособие
.pdf
При работе в режиме В угол отсечки
π /2
(рис. 6.3), а выходной
ток существует в течение половины периода.
Чтобы выяснить свойства идеального режима
В, разложим выход-
ные импульсы тока в ряд Фурье:
iIItItIt , (6.8)
кк ср к 1 к 2 к 4
cos()cos(2)cos(4)
mm m
где
к ср к max
/Ii (6.9)
– среднее значение (постоянная составляющая) выходного тока;
Ii I i I i
к 1 к max к 2 к max к 2 к max
mm m
/ 2, 0,212 , 0,0424
(6.10)
– гармонические составляющие этого тока.
В режиме
ды сигнала (6.9). При отсутствии сигнала в идеальном случае
В среднее значение выходного тока зависит от амплиту-
к ср
и от источника питания мощность не потребляется (6.3). Поэтому потребляемая при длительной работе энергия в режиме
значительно меньше, чем в режиме
Кроме того, в режиме
В коэффициент использования выходного
А.
В оказывается
тока
Ii
к 1 к max
m
i
Ii
к ср к max
/2
/2
(6.11)
0I
в худшем случае в
Поэтому предельный КПД в режиме
/2
раз больше, чем в режиме А.
В будет составлять 78,5 %:
max
max max
i
24
0,785
. (6.12)
Таким образом, максимальный КПД в режиме В в 1,57 раза превышает аналогичный показатель в режиме А за счет лучшего использования УЭ по току.
Это является достоинством данного режима, которое и объясняет его широкое применение в выходных каскадах усилителей мощности, где вопросы экономичности работы выходят на
первый план.
81
Реально же за счет неполного использования транзистора по
1
напряжению
max
и
С уменьшением уровня сигнала КПД в режиме
ся, но не так быстро, как в режиме
фициент использования выходного тока в отличие от режима
< 78,5 %.
max
В будет уменьшать-
А. Это объясняется тем, что коэф-
А здесь
не зависит от уровня сигнала (6.11). Поэтому при малых сигналах КПД
в режиме
В намного выше, чем в режиме А.
К недостаткам режима
В следует отнести высокий уровень нели-
нейных искажений. Действительно, если учесть только вторую и четвертую высшие гармоники, то коэффициент гармоник будет равен
43 %.
Поэтому режим В нельзя применять в обычных однотактных
апериодических усилителях. В этом случае выходные каскады нужно
строить по двухтактным схемам, когда каждая часть схемы усиливает
свою «половинку» сигнала и в результате на нагрузке формируется
гармоническое напряжение.
Приведенные рассуждения и полученные соотношения соответ-
ствуют идеализированной проходной характеристике УЭ (рис. 6.3).
В действительности из-за нижнего
изгиба ДХ ток покоя
равен нулю, а составит 3…15 % от максимального значения
а угол отсечки немного превысит
режимом
режимом
Режим
АВ, подчеркивая этим его промежуточное положение между
А и режимом В.
АВ – это попытка объединить достоинства режимов А и В,
/2
. Такой режим называют обычно
I
не будет
к
i
кmax
т. е. добиться высокого КПД и приемлемого уровня нелинейных искажений. Из-за наличия тока покоя снижается коэффициент полезного
действия и возникает незначительная проблема стабилизации этого
тока, но зато существенно уменьшаются нелинейные искажения. Среди аналоговых мощных усилителей данный режим работы встречается
чаще всего.
,
6.3. РЕЖИМ С
В режиме С, так же как и в режиме В, УЭ работает с отсечкой вы-
ходного тока. Причем угол отсечки
< /2. Для этого рабочая точка
должна располагаться левее точки пересечения спрямленной СДХ с
осью напряжения. Режим
режимом
В за счет лучшего использования УЭ по току. При малом угле
С имеет более высокий КПД по сравнению с
отсечки КПД каскада приближается к 100 %. Однако с уменьшением
82
возрастают уровни как четных, так и нечетных высших гармоник по
сравнению с первой гармоникой, т. е. возрастает коэффициент гармо-
.k
ник
Причем наличие интенсивных нечетных гармоник, которые не
г
компенсируются двухтактной схемой, делает неприменимым этот режим в апериодических усилителях.
Режим
С широко используется в усилителях мощности радиоча-
стот, нагрузкой которых, как правило, являются сложные избирательные
LC-системы, способные эффективно отфильтровывать высшие
гармоники и обеспечивать в нагрузке только ток первой гармоники.
6.4. РЕЖИМ D
В режиме D УЭ работает как электронный ключ, т. е. УЭ или за-
крыт, или открыт
. В первом случае через УЭ протекает незначительный ток, а во втором мало падение напряжения на нем. Поэтому и в
закрытом, и в открытом состоянии потери в УЭ в режиме
D ничтожно
малы и КПД каскада приближается к 100 %.
Очевидно, что этот режим нельзя непосредственно использовать
для усиления гармонических сигналов. Их необходимо преобразовать
в прямоугольные импульсы постоянной амплитуды, длительность которых должна меняться пропорционально мгновенному значению гармонического сигнала. После усиления этих импульсов в режиме
D
осуществляется их обратное преобразование (демодуляция) в сигнал
первоначальной формы.
6.5. ТЕМПЕРАТУРНАЯ НЕСТАБИЛЬНОСТЬ РЕЖИМА
БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
Цепи питания УЭ должны обеспечивать, во-первых, исходный режим работы по постоянному току и, во-вторых, требуемую стабильность этого режима при воздействии на схему различных дестабилизирующих факторов. Для любых транзисторных структур основной дестабилизирующий фактор – это изменение температуры.
Температурная нестабильность режима биполярного транзистора
(БТ) в основном определяется
го тока коллекторного перехода
эмиттерном переходе
U
передачи тока базы
тремя факторами: изменением обратно-
I
; изменением напряжения на
кб0
; изменением интегрального коэффициента
бэ
/BII h
кб 21
в схеме ОЭ.
83
R
P
R
R
R
R
Зависимость тока
I
от температуры носит нелинейный харак-
кб0
тер, и для каждого типа транзисторов она специфична. Приводимые в
различных источниках и претендующие на универсальность формулы
для расчета
I
приближенные, в особенности для транзисторов
кб0
средней и большой мощности.
В этих случаях для определения
экспериментально установленные зависимости тока
I
следует использовать
кб0
I
от темпера-
кб0
туры.
Поскольку на коллекторном переходе рассеивается электрическая
мощность, температура перехода всегда выше температуры окружаю-
t
щей среды
где
пc
среда, а
имеет размерность
:
с
ttRP
пс пc к
– мощность рассеяния на коллекторе. Сопротивление
к
, (6.13)
С/Вт или С/мВт и показывает, насколько увели-
пc
чится температура перехода по сравнению с температурой окружающей среды на единицу мощности рассеяния на переходе.
RR
где
, RR
пк кc
пc пк кc
– тепловые сопротивления переход–корпус и корпус–
, (6.14)
окружающая среда.
При охлаждении транзистора с помощью радиатора с тепловым
сопротивлением
т
RR
I
Ток
у маломощных кремниевых транзисторов равен примерно
кб0
RRR
пc пк пк т
кc т
RR
кc т
. (6.15)
02…0,5 мкА, а у германиевых по крайней мере на порядок больше.
При изменении температуры меняется ток прямо смещенного
эмиттерного перехода (рис. 6.4). Характеристика
84
()ifu
эбэ
смещает-
I
I
B
ся почти параллельно со скоростью приблизительно
2, 2 10 В на 1
3
изменения температуры перехода, что эквивалентно появлению в цепи
между базой и эмиттером напряжения
3
2, 2 10Ut
бэ
, (6.16)
но без сдвига характеристики. Этот прием избавляет от необходимости
пользоваться семейством статических характеристик при разных температурах (очень часто такое семейство просто отсутствует) и производит все расчеты температурных изменений по одной характеристике.
i
э
I
ээ
э
80 °С
U
бэ
25 °С
0
U
бэ
u
бэ
Рис. 6.4. Влияние изменения температуры
на положение проходной характеристики
транзистора
Значение
вочниках зависимостей коэффициента
21
)(hВ
можно найти c помощью приведенных в спра-
В от температуры или, если та-
кие зависимости отсутствуют, рассчитать по приближенной формуле
hh t
21 21
0,005
. (6.17)
Реальный БТ, работающий в диапазоне температур, можно заменить идеальным, режим работы которого абсолютно стабилен, а влия-
85
I
I
ние температуры на его режим учесть с помощью трех дестабилизирующих факторов
, и IUh
кб0 бэ 21
(рис. 6.5). На этом рисунке гене-
ратор тока
h
(6.18)
II II
0 кб0 бкб0
отображает совместное влияние
()
и Ih
кб021
к
21
h
21
на ток коллектора.
U
бэ
Б
0
Э
Рис. 6.5. Эквивалентная схема БТ
Зная величины возмущающих источников
К
, UI
бэ 0
и способ
(схему) подачи питающих напряжений на электроды транзистора,
можно определить приращение
ININU
к 10 2 бэ
I
. В общем случае
к
, (6.19)
где
II
кк
NN
12
,
IU
0 бэ
(6.20)
– коэффициенты нестабильности, характеризующие чувствительность
тока коллектора соответственно к изменениям
U
ния
бэ
.
I
Эти коэффициенты имеют четкий физический смысл:
эффициент усиления схемы по постоянному току;
h
,
кб0
N
и напряже-
21
– проводимость
2
1N
– ко-
1
86
N
прямой передачи схемы по постоянному току. Чем меньше
тем стабильнее схема. У высокостабильных схем
N
= 1,2…2,
1
N
и
1
2
N
=
2
= 0,1…1 мСим.
6.6. ТЕМПЕРАТУРНАЯ НЕСТАБИЛЬНОСТЬ РЕЖИМА
ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА
Как у всех приборов, построенных на основе полупроводниковых
структур, свойства полевого транзистора (ПТ), а значит, и его режим
работы зависят от температуры.
В ПТ с управляющим p–n-переходом основными дестабилизирующими факторами, вызывающими изменение режима работы при изме-
U
нении температуры, является температурное смещение
ходной характеристики
()ifU
c зи
и изменение
МДП-транзисторах из-за малости тока
I
вторым дестабилизирую-
з0
I
з0
тока затвора. В
его про-
зи
щим фактором пренебрегают.
Величину
U
определяют из выражения (6.16), а
зи
тывают, используя зависимость тока
II
з0 з0
10
t
I
от температуры:
з0
(25)
at
п
, (6.21)
I
рассчи-
з0
,
t
где
– температура перехода,
п
0,02 0,025a
германиевого.
для кремниевого транзистора и
I
– значение тока при
з0
25 °Сt
п
0,03 0, 035a
,
для
Отличительной особенностью полевых транзисторов является
наличие режима работы, при котором отсутствует дрейф тока стока в
достаточно широком диапазоне изменения температур, что имеет
принципиально важное значение в линейных схемах.
На стабильность характеристик и параметров полевых транзисторов с управляемым
p–n-переходом (ПТ) и МДП-транзисторов влияют
два фактора: зависимость от температуры подвижности основных носителей и контактная разность потенциалов. В МПД-транзисторах сказывается еще и влияние подложки и плотности поверхностных состояний на границе полупроводника и диэлектрика.
Увеличение температуры вызывает уменьшение подвижности основных носителей, что приводит к увеличению
87
удельного сопротивле-
ния канала, а следовательно, к уменьшению тока стока. С другой стороны, увеличение температуры уменьшает контактную разность потенциалов на границе канала, что вызывает сужение обедненного слоя
и расширение канала, приводящее к росту тока стока. Это позволяет
путем соответствующего выбора положения рабочей точки добиться
их взаимной компенсации, т. е. ток стока
не будет зависеть от темпера-
туры.
С
I
U
зи
З
I
з0
с
И
Рис. 6.6. Эквивалентная схема ПТ
Используя эквивалентную схему, показанную на рис. 6.6 (для
0)I
МДП-транзисторов
з0
, можно для любого устройства на ПТ
найти приращение (нестабильность) тока стока:
INI NU
с 1 з02зи
, (6.22)
где
II
сс
NN
12
,
IU
з0 зи
– коэффициенты нестабильности, имеющие тот же физический смысл,
что и для БТ.
6.7. МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ
Существует два метода стабилизации режима работы УЭ:
параметрический (компенсация температурных изменений);
автоматический (при помощи ООС).
88
I
В первом случае используются элементы, сопротивления которых зависят от
температуры: терморезисторы, полупроводниковые диоды, стабилитроны.
Например, на рис. 6.7 в качестве такого
элемента используется диод. При изменении температуры статическая характеристика диода
дд
сдвигается при-
()ifu
мерно так же, как и зависимость
()ifu
эбэ
пропустить постоянный ток
на рис. 6.4. Если через диод
, то,
I
дб
например, при повышении температуры
Рис. 6.7. Схема с диодной
стабилизацией
зависимость
дд
при этом напряжение
приблизительно до такого значения, при
котором ток
()II
эк
сдвигается влево,
()ifu
UU
дбэ
снизится
(рис. 6.4) практиче-
ски не изменяется.
Достоинство параметрического способа стабилизации – это воз-
можность достижения полной стабилизации режима работы УЭ.
Недостатки:
позволяет уменьшить только температурную нестабильность
режима;
требует, как правило, не только подбора подходящего термоза-
висимого элемента, но и регулировки режима для каждого отдельного
каскада;
необходим хороший тепловой контакт между УЭ и термозави-
симым элементом.
Автоматический способ стабилизации основан на свойствах ООС.
достоинства: универсальность, т. е. стабилизация режима осу-
Его
ществляется вне зависимости от того, что является причиной нестабильности (изменение температуры, напряжения питания или старения
УЭ); хорошая серийно пригодность.
89
R
E
I
I
E
E
E
I
E
E
E
6.8. ОБОБЩЕННАЯ СХЕМА ЗАДАНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ
РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Конкретные схемы задания и стабилизации рабочей точки, которые
будут рассмотрены ниже, являются частными случаями обобщенных
схем, представленных на рис. 6.8, на котором:
RRRRR
бз эи кс
–
(), ( () ),
полные сопротивления на постоянном токе цепей, внешних относительно соответствующих электродов;
EEEEE
бз эи кс
– эквива-
(), ( () ),
лентные источники ЭДС, определяемые напряжениями в точках 1, 2 и
3 при отключенном транзисторе. Подбором значений внешних ЭДС и
сопротивлений необходимо обеспечить не только исходный режим
работы при комнатной температуре, но и стабильность этого режима в
диапазоне температур, т. е. требуемые значения коэффициентов неста-
N
бильности
N
и
1
(6.19) и (6.22).
2
2
1
2
1
б
э
I
3
к
R
б
б
R
э
э
R
к
I
з
к
R
з
з
3
I
и
с
R
и
и
R
с
с
а б
Рис. 6.8.
Обобщенные схемы задания и стабилизации режима
работы БТ(
а) и ПТ(б)
Анализ схем, показанных на рис. 6.8 и 6.9, позволил получить расчетные состояния для исходного режима работы УЭ и коэффициентов
нестабильности.
90
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]