Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Сети радиодоступа. Ч.1. Учебное пособие
.pdf
131
где коэффициенты Ai принимают значения 0 или 1; причем при Ai = 0 удаляется
соответствующий контур исключающего ИЛИ, а при Ai = 1 – соответствующий
контур остается включенным.
Другим методом представления генератора ПСП является его
рассмотрение через порождающий многочлен. Порождающий многочлен (или
генераторный полином) P(X), соответствующий генератору ПСП (рисунок 5.8)
и уравнению (5.5), можно записать в следующем виде
12
1 2 1 0
( ) ...
n
n
P X A X A X A X A
−
−
= + + + +
(5.6)
Важным свойством генераторного полинома является то, что величина,
обратная ему, – это последовательность, сгенерированная соответствующим
генератором ПСП.
Рассмотрим пример генератора ПСП, представленного на рисунке 5.9. В
данном случае рассматривается трехразрядный регистр сдвига с обратными
связями и генераторным полиномом
3
( ) 1P X X X= + +
(5.7)
Поскольку в данном случае A0 = 1, A1 =1, A2 = 0 и A3 = 1.
T
1
T
0
Выход
T
2
1234
F
T
Установка
X
3
+X +1
Рисунок 5.9 – Структурная схема трехразрядного генератора ПСП
Тактовая частота FT обеспечивает продвижение двоичных сигналов по
регистру сдвига, а импульс установки обеспечивает установку в начале работы
всех триггеров регистра сдвига в определенное состояние, в данном случае
единичное 111. Процесс работы регистра сдвига приведен в таблице 5.1.
Из таблицы следует, что период псевдослучайной последовательности
для данного генератора равен семи тактовым интервалам Т
3
(2 1)
ПСП
TT=−
(5.8)
132
При этом в каждой из четырех рассматриваемых точек регистра сдвига за
период псевдослучайной последовательности в цифровом двоичном сигнале
появляются три нуля и четыре единицы, т.е. примерно одинаковое количество
тех и других.
Таблица 5.1 – Таблица состояний генератора ПСП.
Номер такта
Номер точки
Выход
1 2 3
4
Исходное = 0
1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 2 0 0 1 1 0 3 1 0 0 0 1 4 0 1 0 1 0 5 1 0 1 1 1 6 1 1 0 1 1
7 = 0
1 1 1 0 1
В рассматриваемом случае эта последовательность имеет вид 1001011.
По этой причине выходной цифровой двоичный сигнал скремблера Y(t) (5.3) не
будет содержать длинных серий нулей и единиц. Таким образом, выходом
генератора ПСП может быть любая из четырех точек, необходимо только иметь
одинаковые выходы для скремблера и дескремблера.
В общем случае при n-разрядном регистре сдвига период
псевдослучайной последовательности
(2 1)
n
ПСП
TT=−
(5.9)
Устранение длинных серий нулей и единиц в цифровом потоке
позволяет улучшить электромагнитную обстановку, что можно объяснить
следующим образом.
5.2.2 Спектральная плотность мощности скремблированного сигнала
В аппаратуре цифровых систем передачи используется цифровой сигнал в
коде NRZ, длительность импульса в котором равна тактовому интервалу И = Т.
Спектральная плотность мощности такого одиночного импульса определяется с
помощью преобразования Фурье
2 2 2
( ) (sin ( )/( ) ,G F T FT FT
=
(5.10)
где Т – длительность импульса (тактового интервала).
133
Спектральная плотность (5.10) обращается в нуль при (π∙F·T) = к π (к =
1,2;…), или на частотах F = к / Т. Для цифрового сигнала FT = 1/T получила
название тактовой частоты.
Нормированная спектральная плотность мощности такого одиночного
импульса (рисунок 5.10) определяется выражением
( ) ( )/ (0),S F G F G=
(5.11)
где G(0) – спектральная плотность мощности на нулевой частоте.
Отметим, что для одиночного импульса спектр сплошной и в пределах до
первого нуля на частоте FТ =1/Т в нем содержится 90% энергии сигнала.
Значительная доля энергии в пределах этой полосы указывает на то, что полоса
сигнала может быть ограничена значением 1/Т.
Если рассматривать не одиночный импульс, а последовательность
импульсов, т.е. двоичный цифровой поток, то спектральная плотность
мощности такого потока становится дискретной. Огибающая дискретных
составляющих спектральной плотности мощности будет иметь ту же форму,
что и для одиночного импульса (рисунок 5.10).
Если цифровой поток имеет период повторения Т
ЦП
→ , т.е. он не
повторяется (такой цифровой поток получил название случайного цифрового
потока), то FДС расстояние между соседними дискретными составляющими
спектра такого потока
1/ .
ДС ЦП
F Т=
(5.12)
Из (5.12) следует, что для случайного цифрового потока ТЦП →
расстояние между соседними спектральными составляющими стремится к
нулю FДС → 0. Следовательно, спектр случайной импульсной
последовательности, так же как и спектр одиночного импульса, является
сплошным.
Теперь рассмотрим спектральную плотность мощности цифрового
сигнала с псевдослучайной последовательностью. Как и у любой импульсной
последовательности, спектральная плотность мощности псевдослучайной
последовательности является дискретной и расстояние между соседними
дискретными составляющими согласно (5.12) и (5.8)
1/ 1/(2 1) /(2 1).
nn
ДС ПСП T
F Т T F = = − = −
(5.13)
Спектральная плотность мощности псевдослучайной цифровой
последовательности (рисунок 5.11) будет иметь огибающую дискретных
составляющих такую же, как и для одиночного импульса (5.11).
134
Из формулы (5.13) и рисунка 5.11 следует, что в участке спектра
шириной FT располагается (2n – 1) дискретных составляющих спектра
псевдослучайной последовательности. Если не использовать скремблер, то при
длинной серии нулей на вход модулятора не поступает модулирующий сигнал,
а при длинной серии единиц на вход модулятора поступает постоянная
F,
S(F)
0
F
T
2·F
T
3·F
T
0
0.5
1
4·F
T
Рисунок 5.10 – Нормированная спектральная плотность
мощности одиночного импульса
F,
S(F)
F
T
2·F
T
3·F
T
0.5
4·F
T
Рисунок 5.11 – Нормированная спектральная плотность
мощности псевдослучайной последовательности
0 0 1
F
135
составляющая. В том и другом случае на выходе модулятора, а, следовательно,
и на выходе передатчика, будет немодулированная несущая, на которой
сосредоточена вся мощность передатчика.
Так как частотно-территориальное планирование радиосредств ведется с
учетом излучения передатчиками модулированных сигналов, то данный
передатчик создаст недопустимую помеху приемникам других радиосредств,
работающих на этой или близкой частотах, и нарушит их нормальное
функционирование. Т.е. это приводит к резкому ухудшению электромагнитной
совместимости.
Использование же скремблирования цифрового сигнала позволяет
исключить возможность появления длинных серий нулей и единиц, т.е. создает
условия постоянного присутствия на входе модулятора модулирующего
сигнала. Это позволяет в значительной степени улучшить электромагнитную
совместимость радиосредств, причем улучшение электромагнитной
совместимости будет тем выше, чем больше период псевдослучайной
последовательности.
Действительно, при отсутствии модулирующего сигнала на выходе
передатчика будет одна дискретная составляющая (несущая), мощность
которой равна мощности передатчика (рисунок 5.12). Если же используется
скремблер, то появляется модулирующий сигнал, количество дискретных
составляющих, в котором определяется периодом псевдослучайной
последовательности, и мощность передатчика распределяется между этими
дискретными составляющими пропорционально их амплитуде. В результате
при фиксированной мощности передатчика мощность, приходящаяся на
отдельные дискретные составляющие, будет тем меньше, чем больше их
количество, т.е. тем больше период псевдослучайной последовательности, где
Т
ПСП2
> Т
ПСП1
(рисунок 5.12).
Таким образом, скремблер осуществляет дисперсию мощности
передатчика по спектру, а при меньшей амплитуде дискретных составляющих в
спектре сигнала он оказывает меньшее влияние на приемники других
радиосредств.
Помимо разрушения длинных серий нулей и единиц, скремблер
используется для шифрования передаваемой информации, для чего на него
подается ключ шифрования, получаемый в процессе проведения
аутентификации (подлинности) абонента (глава 1). Ключ шифрования
представляет собой набор коэффициентов A
i
, которые включают
соответствующий контур исключающего ИЛИ при Ai = 1, или удаляют его при
Ai = 0 (рисунок 5.11). При этом изменение ключа шифрования в каждом сеансе
136
связи приводит к смене коэффициентов A
i
, и как следствие к изменению
псевдослучайной последовательности.
Контрольные вопросы
1. Назначение функции перемежения бит.
2. Характеристики глубины перемежения.
3. Характеристики блочного перемежителя бит.
4. Характеристики свёрточного перемежителя бит.
5. Назначение скремблирования цифрового потока.
6. Реализация генератора псевдослучайной последовательности.
7. Спектральные характеристики скремблированного сигнала.
Р
f
Р
П
а
Р
f
б
f0 f0 f0+F
T
f0-F
T
Т
ПСП1
Т
ПСП2
Рисунок 5.12 – Спектры сигнала на выходе передатчика без
скремблирования а и со скремблированием б
137
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В учебном пособии описаны типы сетей радиодоступа. Подробно
изложены вопросы построения сети радиодоступа и функции элементов такой
сети: контроллеры базовых станций; базовые станции и абонентские
терминалы. Для каналов между базовыми станциями и контроллерами базовых
станций рассмотрено временное группообразование и принципы объединения и
разделения цифровых потоков.
Рассмотрена обработка сигналов в оборудовании радиодоступа:
аналогово-цифровое преобразование; кодирование и декодирование;
импульсно-кодовая модуляция; дифференциальная и адаптивная
дифференциальная импульсно-кодовая модуляция; дельта модуляция.
Подробно изложены методы кодирования речевого сигнала для сокращения его
избыточности и уменьшение скорости передачи оцифрованного речевого
сигнала, построение кодера и декодера речи.
Изложены вопросы избыточного кодирования с целью обнаружения
ошибок с использованием проверки четности и циклической проверки четности
с избыточностью с использованием цифровой логики для реализации кодера и
декодера. Описано использование избыточных кодов для обнаружения ошибок
с целью маскирования ошибок при передаче речевого сигнала.
Большая часть учебного пособия посвящена избыточному кодированию
для исправления ошибок. Подробно рассмотрены блочные коды Хэмминга, на
основе которых проанализированы основные принципы и определения для
блочных кодов. Приведено описание наиболее известных циклических блочных
двоичных кодов БЧХ и недвоичных кодов Рида-Соломона.
Помимо блочных кодов рассмотрены сверточные коды. Приведено также
описание каскадных и турбокодов, при анализе которых использовались
логарифмические отношения функций правдоподобия и принципы
итеративного (турбо) декодирования.
Рассмотрены также функции скремблирования и перемежения бит
цифровых потоков, структурные схемы блочного и сверточного
перемежителей.
138
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Носов В.И. Сети радиодоступа. Часть 1: Учебное пособие /
Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики. –
Новосибирск, 2006 г. – 256 стр.
2. Авдеева Л.В. Радиотехнологии на местных телефонных сетях //
Вестник связи, № 2, 1997 г. – С. 21-23.
3. Логинов Н.А. Системы беспроводной связи WLL: Частотный
ресурс и регламентирующие документы // Электросвязь, № 7, 1998 г.
4. Агафонов Л.К., Кураев Ю.А. Беспроводная технология на местных
телефонных сетях. Экономические аспекты внедрения // Электросвязь, № 7,
1997. – С. 28-30.
5. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. – М.:
ЭКО-Трендз, 1998. – 368 с.
6. Ратынский М.В. Основы сотовой связи. – М.: Радио и связь, 1998. –
248 с.
7. Широкополосная система беспроводного доступа WLL стандарта
CDMA // Электросвязь, № 12, 1997 г.
8. Макаров Н.В. Мир PHS // Вестник связи, № 10, 1998 г. – С. 33-35.
9. Банкет В.Л., Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой
связи. – М.: Радио и связь, 1988. – 240 с.
10. Денисьева О.М., Мирошников Д.Г. Средства связи для последней
мили. – М.: ЭКО-ТРЭНДЗ, 1998 г. – 146 с.
11. Крендзель А.В. Принципы проектирования перспективных сетей
абонентского доступа // Электросвязь, № 11, 1998 г.
12. Кондрашов С.Ф. Оборудование беспроводного абонентского
радиодоступа: процедура сертификации. // Электросвязь, № 12, 1998 г.
13. Буга Н.Н., Конторович В.Я., Носов В.И. Электромагнитная
совместимость радиоэлектронных средств. Учебное пособие для вузов. – М.:
Радио и связь, 1993. – 242 с.
14. Калашников Н.И., Дороднов И.Л., Крупицкий Э.И., Носов В.И.
Системы радиосвязи / Под ред. Калашникова Н.И. Учебник для вузов связи. –
М.: Радио и связь, 1988. – 352 с.
15. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
139
16. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск: СибГУТИ, 2005. – 238 с.
17. Телекоммуникационные системы и сети. Т. 2: Учебное пособие /
Катунин Г.П., Мамчев Г.В., Попантонопуло В.Н., Шувалов В.П., Носов В.И. и
др. – Новосибирск: ЦЭРИС, 2000. – 624 с.
18. Носов В.И. Аппаратура радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Часть 1 – Многоуровневые кодеры, модемы и эквалайзеры.
Учебное пособие. УМО по специальности связь. – Новосибирск: СибГУТИ,
2003. – 156 с.
19. Телекоммуникационные системы и сети: Учебное пособие. В 3
томах. Том 2 – Радиосвязь, радиовещание и телевидение / Г.П. Катунин, Г.В.
Мамчев, В.Н. Попантонопуло, В.П. Шувалов, В.И. Носов и др.; под ред.
профессора В.П. Шувалова. – Изд. 2-е, испр. и доп. – М.: Горячая линия –
Телеком, 2004. 672 с.: ил.
20. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое
применение. Изд. 2-е, испр. : Пер. с англ. – М.: Издательский дом «Вильямс»,
2003. – 1104 с.: ил.
21. Столингс В. Беспроводные линии связи и сети. Пер. с англ. – М.:
Издательский дом «Вильямс», 2003. – 640 с.: ил.
22. Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского.
– М.: Радио и связь. 2000. – 800 с.: ил.
Учебное издание
Носов Владимир Иванович
СЕТИ РАДИОДОСТУПА
Часть 1
Корректор А.Р Шерстнёва
Подписано в печать 13.06.2023.
Формат бумаги 62 × 84/16, отпечатано на ризографе, шрифт № 10,
п. л. – 8,8, заказ № 62, тираж – 50.
СибГУТИ
630102, г. Новосибирск, ул. Кирова, 86
140
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]