Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Расчет параметров электропитающих устройств оборудования телекоммуникаций. Учебное пособие
.pdf
2 Выбор выпрямительных устройств
электропитающей установки
Выпрямительные модули типа ВБВ входят в состав устройства
электропитания связи УЭПС, типы которых представлены в Приложении Г, таблица 1, а габариты – в Приложении Г, таблица 2. Высота
выпрямительного отсека стойки УЭПС выражается в юнитах (U).
Один юнит составляет 44,45мм.
Условное обозначение УЭПС: УЭПС-АБ В/Г-Д Е, где:
А - код устройства;
Б - наличие корректора коэффициента мощности (буква К);
В - номинальное выходное напряжение, В;
Г - максимальный выходной ток (ток нагрузки) при полной
комплектации выпрямителями (Iуэпс), А;
Д - максимальное количество выпрямителей типа ВБВ, устанав-
ливаемых в УЭПС;
Е - количество выпрямителей, установленных в УЭПС.
Условное обозначение выпрямителя: ВБВ А/Б-В, где
А - номинальное выходное напряжение, В;
Б - максимальный выходной ток (ток нагрузки) Iвбв, А;
В - код устройства.
Ток нагрузки выпрямительных устройств (ВУ) в буферном режиме определяется током, потребляемым аппаратурой АТС (Iчнн) и
током подзаряда аккумуляторной батареи, который зависит от номинальной емкости аккумуляторов:
Iпз =2·0,03·nак, А
Iву б=Iчнн ,+ Iпз , (А).
Ток нагрузки ВУ в режиме послеаварийного заряда должен учитывать ток первой ступени заряда Iз двухгруппной аккумуляторной
батареи и ток ВДК Iххкв, потребляемый конверторами при пониженном напряжении АБ:
Iву з=Iчнн,+ Iз +Iххкв , (А).
Рассчитав Iву б и Iву з , следует выбрать большее значение Iву.
Если Iву з > Iву б , то принимаем Iву = Iву з . По расчетному
току Iву. выбираем электропитающую установку типа УЭПС с номинальным выходным напряжением -48В по табл. 1 Приложения Г.
Учтем, что УЭПС необходимо укомплектовать выпрямительными модулями с избыточностью N'ву =(Nву+1), где N'ву - общее количество модулей ВУ: из них Nву рабочих и один резервный.
21
При отказе одного модуля УЭПС будет работать с количеством
модулей Nву =(N'ву-1), а ток нагрузки УЭПС и в этом случае равен
максимальному, т.е. Iву. Определим номинальный ток УЭПС:
Iуэпс(N)=Iвбв(N'ву -1),
где Iвбв – номинальный ток выпрямителя ВБВ, входящего в
данный тип УЭПС (в табл.2.1 см. «тип ВБВ» - значение Iвбв выделено
жирным шрифтом).
Выбираем тип УЭПС ближайший, для которого Iуэпс(N) ≥ Iву.
При номинальном напряжении УЭПС -48В выходная расчетная
мощность равна
Ррн=Uн· Iву,
где Uн - напряжение нагрузки УЭПС: Uн =48В.
Проверяем условие Ру ≥ Ррн ,где Ру – установленная мощность
УЭПС (см. табл. 1 Приложения Г).
Необходимо учесть, что наиболее неблагоприятный режим это режим
послеаварийного заряда, когда напряжение на выходе выпрямителей и,
следовательно, УЭПС нестабильно. В конце первой ступени заряда,
когда выпрямители еще не перешли в режим стабилизации напряжения, напряжение на аккумуляторной батарее равно:
Uк.зар. = Nак· Uкз, В
где Nак – число аккумуляторов в батарее (при напряжении на
буферных шинах 48В можно принять Nак = 25); Uкз - напряжение
конца заряда одного аккумулятора (можно принять Uкз = 2,4В)
Поэтому установленная мощность УЭПС определяется соотношением:
Ру ≥ Uк.зар · Iву з.
При (N+1) выпрямителях имеем мощность и ток каждого выпрямителя ВБВ (послеаварийный заряд):
Рв(N+1) = Ррн /(N+1) , Вт
Iв(N+1) = Iву з /(N+1), А.
Загрузка каждого модуля ВБВ определяется в процентах:
Зв(N+1) = (Iв(N+1)·100%)/ Iвбв
При отказе одного выпрямителя мощность и ток каждого выпрямителя равны:
Рв(N) = Ррн /N , Вт
Iв(N) = Iву з /N, А.
Загрузка каждого модуля ВБВ определяется в процентах:
Зв(N) = (Iв(N)·100%)/ Iвбв.
22
3 Расчет параметров
ДРАЙВЕР
ИМ
УСО
ГЕН
ИОН
СУ
С
Rн
L
VD
VT
Uу
Uм
Uп
Uош
Uоп
Uвх
Uос
Uф
i
L
R1
R2
импульсных преобразователей напряжения
3.1 Импульсный стабилизатор напряжения
понижающего типа
Схема на рис. 3.1 позволяет получить на выходе напряжение меньше напряжения на входе. Импульсный стабилизатор
напряжения включает в себя силовую часть (регулирующий
транзистор VT, фильтр LC и диод VD) и схему управления СУ.
Постоянное напряжение Uвх от выпрямителя или аккумуляторной батареи подается на регулирующий транзистор VT, а
затем через LC-фильтр на выход стабилизатора.
Рассмотрим электрические процессы, протекающие в схеме рис.3.1 при переключении регулирующего транзистора VT и
коммутирующего диода VD.
На рис.3.2,а приведены временные диаграммы токов и напряжений для схемы на рис.3.1 (силовой канал) при безразрывном токе дросселя iL в установившемся режиме.
Рис.3.1 - Импульсный стабилизатор напряжения
23
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
i
K
i
VD
U
L
Uвх Uвых
Uвых
_
Uкэ
Uвх
Uош
Uоп
Uос
Uош
Uос
,
Uп
t
t
t
t
0 1 2 3
о з
Uу
Uм
Uф
Uф
Uф
,
а) Электрические процессы
в силовом канале
б) Напряжение датчика
напряжения и ИОН
в) Выходные напряжения
генератора и УСР
г) Напряжение на выходе
ИМ
д) Напряжение на выходе
драйвера
е) Напряжение на диоде VD
и на входе LC-фильтра
ж) Напряжение на выходе
инвертора
з) Ток индуктивности i
и) Пульсации напряжения
на выходе
L
Iн
Uн
~
Рис.3.2 - Временные диаграммы для ИСН с ШИМ
24
Транзистор VT отпирается низким потенциалом управляющего импульса Uу. Как видно из диаграммы, в интервале
времени от 0 до tи, регулирующий транзистор открыт и находится в режиме насыщения — его коллекторный ток iк возрастает. В этом интервале времени iк=iL. Коммутирующий диод закрыт и находится под обратным напряжением, равным напряжению на входе U
= -Uвх, ток диода iVD=0.
VD
В интервале открытого состояния регулирующего транзистора напряжение на обмотке дросселя равно разности напряжений ΔU=Uвх—Uн и в дросселе накапливается энергия.
При запирании регулирующего транзистора в момент tи в
дросселе наводится ЭДС самоиндукции, в результате чего открывается коммутирующий диод VD. Исходя из постоянства
тока в дросселе, ток диода iVD в момент его включения равен
току коллектора регулирующего транзистора iк в момент его
запирания.
На интервале времени [tи;Т] регулирующий транзистор
закрыт, а коммутирующий диод открыт. Энергия, накопленная в
дросселе во время открытого состояния регулирующего транзистора, расходуется на поддержание тока нагрузки стабилизатора. Ток дросселя iL уменьшается и равен току коммутирующего
диода iVD.
Напряжение коллектор-эмиттер регулирующего транзистора максимально и равно входному напряжению стабилизатора. Среднее значение напряжения на выходе стабилизатора равно
Uн=Uвх Кз
где Кз - коэффициент заполнения, определяемый как Кз= tи/Т
На рис.3.1 приведен пример схемы управления (СУ) в
простейшем режиме управления по напряжению. Блок-схема
СУ ключевым регулятором содержит минимально необходимое
число блоков и имеет только обязательные выводы.
Потенциал Uос, определяемый напряжением на нагрузке
регулятора, умноженным на коэффициент деления делителя R1,
R2, сравнивается с потенциалом Uоп выхода источника опорно-
го напряжения ИОН. Полученная разность напряжений δ=|Uоп-
-Uос|, называемая сигналом рассогласования или сигналом
25
ошибки, усиливается усилителем сигнала ошибки (УСО), создающим напряжение Uош (рис.3.2,б). Этот сигнал сравнивается
с сигналом генератора UП (рис.3.2,в). В момент to, произвольно
выбранный нами за начало отсчета времени в установившемся
режиме работы, сигнал генератора UП превышает сигнал УСО
Uош и на выходе импульсного модулятора (ИМ) формируется
положительное напряжение UМ (рис.3.2,г). Это напряжение отпирает транзистор драйвера (импульсного), создавая низкий потенциал на его выходе Uу, (рис.3.2,д), что обусловливает открытое состояние силового транзистора в этот момент. Вследствие
этого потенциал на коллекторе этого транзистора Uф положителен и близок к потенциалу входного напряжения (рис.3.2,е).
Разность между этим потенциалом и потенциалом нагрузки Uн
приложена к дросселю L и вызывает нарастание тока в дросселе
на этом временном интервале (рис. 3.2,ж). Потенциал нагрузки
Uн при этом несколько нарастает, на рис.3.2,з показана пере-
менная составляющая этого потенциала.
Начиная с момента t1, когда потенциалы UП и Uош сравниваются, состояние схемы изменяется. Потенциал UМ падает до
нуля, что приводит к запиранию транзистора драйвера, потенциал Uу повышается и силовой транзистор запирается. Ток индуктивности замыкается при этом через обратный диод VD и
потенциал Uф падает до прямого напряжения этого диода. При
этом к индуктивности дросселя L прикладывается напряжение
конденсатора фильтра С (за вычетом прямого падения на диоде), которое приводит к спаду тока через дроссель. Напряжение
на конденсаторе при этом несколько снижается. Этот интервал,
называемый интервалом паузы [tи,T], продолжается до момента
t2, когда напряжения сравниваются. Начиная с этого момента,
состояние схемы подобно уже описанному состоянию в момент
to. Оно продолжается до нового момента tз сравнения напряжений UП и Uош. Интервал [t2 - t3 ] называется интервалом импульса [0,tи].
Итак, сигнал управления, снимаемый с R2 (Uос, ), сравнивается с опорным для выделения сигнала ошибки, т.е. отклонения выходного напряжении Uн от номинального (Uош), а затем
Uош сравнивается с однополярным пилообразным напряжением
26
Uп , в результате чего формируются прямоугольные управляю-
)2/()1(
кНЗМИНнКР
fIKUL
щие импульсы Uу.
В зависимости от величины Uош состояние схемы изменяется в разные моменты времени периода коммутации. Это
обеспечивает изменение коэффициента заполнения (Кз=tи/Т), а
также выполнение условия Uн=UвхK3=сonst . Например, при от-
клонении Uн в большую сторону сигнал ошибки возрастает до
Uош´ (рис.7,г). На выходе модулятора формируются более узкие
импульсы Uм, ключевой транзистор VT открыт меньшую часть
периода, а коэффициент заполнения Кз снижается. В результате
постоянное напряжение на входе LC-фильтра (на выходе инвертора) Uф´ представляет собой более узкие однополярные импульсы. Среднее значение выходного напряжения, определяемое интегралом функции Uф´ за период Т, т.е. площадью этих
импульсов, снижается. Происходит компенсация возросшего
первоначально напряжения Uн, т.е. его стабилизация (с некоторой точностью).
Период повторения импульсов постоянный, а длительность импульса и паузы зависят от уровня выходного напряжения. Это и есть широтно-импульсная модуляция.
Расчет силовой части импульсного стабилизатора напряжения. Исходные данные при питании схемы от шин посто-
янного тока ЭПУ:
-напряжения на входе ИСН U
вхном
, U
вхмин
, U
вхмак
(В),
-выходное напряжение Uн (В),
-ток нагрузки Iн, (A),
-частота преобразования (коммутации) fк, (Гц),
-коэффициент пульсаций выходного напряжения
Кпул,(%).
Порядок расчета.
1 Определяем диапазон изменения коэффициента заполнения:
Кзмак=Uн/Uвхмин, Кз= Uн/Uвхном, Кзмин=Uн/Uвхмак
2 Определяем значение критической индуктивности дросселя, исходя из условия безразрывности тока дросселя:
,(Гн).
27
3 По значению Lкр из таблицы Приложения Д выбираем
ЭМИН
h
21
)/()1(
кдрЗМ ИНнL
fLKUI
100/
нпу лВЫХm
UKU
)16/()1(
2
ВЫХтдркЗМИНнН
ULfKUC
унифицированный дроссель из условий: частота преобразования должна быть меньше или равна рабочей частоте дросселя;
индуктивность дросселя Lдр больше Lкр; максимальный ток
подмагничивания дросселя I
больше или равен Iн. Выбрав
под макс
тип дросселя, находим из таблицы Приложения Д его омическое
сопротивление Rдр.
4 Определяем размах пульсации тока дросселя:
,( А).
5 Определяем требуемое значение емкости выходного
конденсатора из условий обеспечения заданного коэффициента
пульсации К
пул
,%.
- размах пульсаций,
, (Ф).
6 По максимальному значению емкости из таблицы При-
ложения Е выбираем тип конденсатора Cн.
7 Oпределяем параметры регулирующего транзистора
VT1:
Максимальный ток коллектора I
Максимальное напряжение на коллекторе U
кмак=Iн
+ΔIL/2, (А)
кэмак=Uвхмак
,(В)
Из табл.2 или табл.4 Приложения Ж выбираем тип транзи-
стора, например, транзистор типа 2Т908Б с параметрами:
Uкэмак=100 В; Iкмак=5 А; Рк мак=9 Вт при температуре корпу-
са 85° С; Ртпк=2,0° С/Вт; h
tвыкл=0,2 мкс; Uбэнас==1,6 В.
=8; Uкэнас=0,8 В; tвкл=0,2 мкс;
21эмин
–минимальный статиче-
ский коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером;
Uкэнас, Uбэнас - напряжения коллектор-эмиттер и база-эмиттер
транзистора в режиме насыщения; tвкл, tвыкл - время включения
и выключения транзистора (можно принять tвкл=tвыкл=(0.001-
0.01)·Ту), Pкмак - максимальная рассеиваемая мощность; Rтпк тепловое сопротивление переход-корпус; Rткс - тепловое сопротивление корпус-окружающая среда .
8 Определяем мощность, рассеиваемую на транзисторе
VТ1, принимаем kнас=1,3:
28
2VD
p
W
1VTи2VD
1VT
2/
LНVDМ АК
III
ВХМАКVDМDМ
UU
)1(
ЗМИННnpVD
KIUP
) ,./
) ( 5 , 0
21
Вт h I U k
t t I U f K U I P
эМИН
КМАК
бэНАС
НАС
ВЫКЛ
ВКЛ
КМАК
КЭМАК
к
ЗМАК
КЭНАС
НМАК
K
Расчетное значение Рк должно быть не более, чем приве-
денное в справочных данных. В противном случае следует выбрать транзистор с большим значением Рк.
9 Определяем параметры диода VD1:
,( А)
,( В)
Выбираем тип диода из таблицы Приложения З, напри-
мер, тип КД213В, имеющий параметры fmax=100·103 Гц; Uпр=1
В; Uобрмак=100 В; Iпрмак=10 А.
10 Мощность, рассеиваемая на диоде P
(без учета дина-
VD
мических потерь):
, (Вт).
Номиналы выбранных элементов следует нанести на схему
ИСН.
3.2 Однотактный стабилизированный
преобразователь напряжения
с прямым включением диода (ОПНП)
На рис. 3.3 показана схема ОПНП - однотактного преобра-
зователя напряжения с прямым включением диода
магничивающей обмоткой
.
и раз-
Однотактные преобразователи напряжения с прямым
включением диода (рис.3.3) характеризуются непосредственной
передачей электрической энергии от системы электроснабжения
в нагрузку в режиме открытого состояния одновременно обоих
полупроводниковых приборов
. В данном случае
магнитопровод трансформатора 1T работает в режиме однополярного перемагничивания по частному гистерезисному циклу.
Когда транзистор
открыт (интервал импульса [0, tи]), на-
пряжение Uвх оказывается приложенным к первичной обмотке
29
трансформатора W1. Диод
2VD
p
W
p
VD
КЭМАК ВХМАК 1 p
U =U (1+W / W )
—открыт и энергия источника
питания передается в нагрузку и запасается дросселемL.
Рис. 3.3 - Однотактный стабилизированный преобразователь
напряжения с прямым включением диода
В интервале закрытого энергия, накопленная дросселем,
передается в нагрузку, а энергия состояния транзистора [tи, Т],
запасенная трансформатором, через размагничивающую обмотку
и диод,
отдается в источник питания.
Поскольку в установившемся режиме работы энергия, запасенная трансформатором на интервале открытого состояния
транзистора, должна быть полностью рекуперирована в источник питания, то максимальное значение К
ношения чисел витков обмоток W1 и Wр.
Чем шире пределы регулирования, тем больше значение
К
и тем меньше число витков размагничивающей обмотки.
змак
Уменьшение числа витков размагничивающей обмотки приводит к увеличению напряжения на закрытом транзисторе преобразователя
зависит от соот-
змак
30
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]