Учебники / Цифровое телевизионное вещание под редакцией Г. В. Мамчев, 2014

также джиттером. Особенно за­

метно это влияние на длинных кабелях, где прямоугольные импульсы те­

ряют свои крутые фронты и приближаются по форме к синусоидальным, а амплитуда их уменьшается (рис. 2.2).

Наиболее простой канальный код в виде бинарных импульсов, где «1»

соответствует наличию импульса фиксированной амплитуды и длительности,

а«О» - его отсутствию, не используется в силу следующих недостатков:

1)в сигнале имеется значительная постоянная составляющая, изме­

няющаяся в зависимости от соотношения О и 1 в сообщении;

2)не исключено появление длинных серий О и 1, не содержащих ин­ формации о тактовой частоте, что затрудняет тактовую синхронизацию.

Предложено большое число разных сигналов, более или менее успеш­

но справляющихся с задачей переноса всех компонентов цифрового сооб­

щения. Символ может быть представлен разными способами - занимать

весь или часть тактового интервала, отличаться полярностью, уровнем, фа­ зой и т.д. По форме представления коды разделяются на абсолютные и от­

носительные. В абсолютном коде каждому символу ставится в соот­

ветствие электрический сигнал, в относительном состояние сигнала меня­

ется только при передаче символа «1». В зависимости от длительности им­

пульса различают сигнал с возвратом к нулю (ВН) и без возврата к нулю (БВН). В сигнале ВН импульс занимает половину или часть тактового ин­ тервала и возвращается к нулю при переходе в следующий такт (рис. 2.3 а).

Сигнал БВН не пересекает нулевую линию в течение тактового интервала

(рис. 2.3 б) [3].

Вбиполярном сигнале «1» передается импульсом положительной или

отрицательной полярности, «О» - отсутствием импульса. В бичастотном

коде два состояния передаются прямоугольными импульсами двух разных

частот.

Рис. 2.3. Осциллограммы сигналов с возвратом к нулю (ВН) (а) и без возврата к нулю (БВН) (б)

При передаче по реальной линии с шумами и помехами прямоуголь­

ная форма импульсов на приеме искажается, фронты растягиваются и как бы размываются шумом. При прохождении через приемный коммутатор

точка соответствия пороговому уровню из-за влияния шума может хаотич­

но сдвигаться, возникает дрожание фазы, приводящее, как и при наличии

постоянной составляющей, к неточному восстановлению тактовой часто­

ты. При длинных кабелях и значительном дрожании переход может сдви­ нуться в область соседнего тактового интервала - возникает межсим-

вольная интерференция.

Один из надежных способов добиться синхронности - применить для

выделения тактовой частоты узкополосную цепь фазовой автоnодстройкu частоты (ФАПЧ). В этой цепи источником сигнала тактовой частоты слу­

жит высокостабильный генератор, управляемый по частоте напряжением с

выхода фазового детектора, сравнивающего частоту и фазу генерируемого

колебания и сигнала тактовой частоты и обеспечивается надежная синхро­ низация [14].

Причиной поступления в приемник данных с различной скоростью

может быть и пакетная передача - гибкий способ передачи информации, при котором формируются блоки данных - пакеты - определенного разме­

ра, снабженные заголовком, содержащим все необходимые сведения об адресате, содержании и параметрах кодирования сообщения. Пакеты пере­

даются внутри информационной сети, включающей узлы коммутации и

разветвленные тракты, маршруты отдельных пакетов могут не совпадать, а

данные в приемник будут поступать с различной скоростью.

2.3. Согласование параметров сигнала

схарактеристиками канала связи

вцифровых системах связи качество передачи и приема сигнала (как

восновной полосе, так и полосе модулированного сигнала) во многом оп­ ределяется формой импульсов, передаваемых по каналу связи.

Естественной формой представления сигналов в цифровых устройст­ вах является импульсно-позиционная, которой соответствуют близкие к

прямоугольным однополярные двоичные импульсы.

Реальный канал связи характеризуется номинальной и фактической

полосами частот, линейными и нелинейными искажениями, максимально допустимой передаваемой мощностью, уровнями шумов и внешних помех.

Передача по частотно-ограниченному каналу последовательности импуль­

сов произвольной формы приводит К их искажению, растягиванию во вре­ мени и наложению друг на друга, то есть взаимному влиянию. Это явление называется межсимвольной интерференцией (МСИ) и без принятия мер по коррекции сигнала на приеме МСИ может привести как к росту вероятно­ сти ошибки, так и к полному отказу в работе системы.

Поэтому передаваемый сигнал должен быть согласован с характери­ cTиKaMи канала, что означает выбор его параметров, обеспечивающих наименьшие искажения в точке приема. Одним из принципиальных вопро­ сов является выбор формы сигнала или согласование его спектра с полосой

частот канала. Согласование сигнала с каналом связи обычно осуществля­

ется в основной полосе частот (без модуляции). При модуляции спектр

сигнала переносится из основной полосы в полосу высокочастотного кана­

ла, но все расчетные соотношения согласования сохраняются.

Условия, обеспечивающие передачу цифровых сигналов без МСИ, были впервые сформулированы Найквистом в виде нескольких критериев.

Суть этих критериев сводится к следующему.

В основной полосе поставленным условиям наиболее полно отвечают

сигналы, спектры которых ограничены сверху по частоте и не выходят за

пределы полосы частот канала связи. Кроме того, срез спектра должен

иметь кососимметричный характер относительно частоты 1N (частоты Найквиста), численно равной половине скорости передачи символов Rs . Это означает, что уровень спектральной составляющей на частоте 1N

должен быть равен половине ее уровня на нулевой частоте. Границы косо­

симметричного спектра определяются коэффициентом скругления спектра

а=[(IL - IN )/IN ]=[ (IN - IH )/IH ], где IH и IL - граничные частоты

по уровням 1 и О соответственно для нормированной формы спектра. При а < 1 спектр имеет равномерный участок от О до 1н и кососимметричный

срез от 1н до IL' В качестве примера на рис. 2.4 показаны возможные

спектры со срезом косинус-квадратичной формы для ряда значений коэф­ фициента а, а на рис. 2.5 - форма одного из возможных сигналов с коси­ нус-квадратичным срезом спектра. Чем меньше коэффициент а, тем боль­

ше относительный уровень боковых колебаний, тем медленнее они зату­

хают. Так как коэффициент скругления спектра определяет реально необ­

ходимую полосу частот канала связи, превосходящую полосу Найквиста,

его иногда называют коэффициентом расширения полосы частот или ко­ эффициентом избыточной полосы.

Относител ьная частота f/fN

Рис. 2.4. Форма различных спектров со срезом

косинус-квадратичной формы

Однако реализация на практике всех условий Найквиста, обеспечи­

вающих устранение МСИ, невозможна. Это объясняется тем, что жесткое ограничение сигнала по спектру требует его бесконечной продолжитель­ ности во времени. Все это приводит к тому, что сигнал, будучи ограничен во времени, приобретает частотные компоненты, превышающие его номи­ нальную полосу частот. Следствием этого является принципиальная не­ возможность передачи последовательности символов без МСИ, но при

правильном проектировании формирователей сигнала уровень появляю­

щейся МСИ может быть сведен к минимуму.

Относительное время fNt

Рис. 2.5. Форма одного из сигналов с косинус-квадратичным

срезом спектра

Показанный на рис. 2.5 импульс с косинус-квадратичным срезом спектра относится к группе сигналов НаЙквиста. Они обладают очень хо­

рошими свойствами по согласованию с каналом связи и простотой матема­

тического описания во временн6й и частотной областях. Их используют в большинстве современных цифровых систем передачи, в том числе, в сис­ темах цифрового телевидения.

Выбор конкретной формы импульса для цифровой системы произво­ дят, исходя из оптимальных условий его передачи по каналу связи и обра­ ботке в приемнике. Определены две границы оптимальности формы им­ пульса: с косинус-квадратичным срезом спектра (обладает максимальной

скоростью затухания импульсной реакции, но имеет повышенную мощ­

ность шума при фазовом дрожании) и с линейным срезом спектра (обеспе­ чивает минимальную вероятность ошибки при фазовом дрожании восста­

новленной в приемнике тактовой частоты, но имеет повышенную ампли­

туду выбросов) [15]. Эти импульсы обеспечивают локальный оптимум по

одному из двух рассматриваемых параметров при одновременном ухудше­

нии другого параметра. Однако во многих случаях желательно обеспечить

оптимизацию по совокупности параметров, то есть использовать импульсы

некоторой формы, являющейся оптимальной в узком смысле примени­

тельно к конкретным условиям передачи по каналу связи. Такие импульсы

и соответствующие им спектры называются квазиоптимальными.

Поскольку общим свойством различных сигналов, удовлетворяющих условиям передачи без меи, является кососимметричный срез спектра с

фильтрованными относительными уровнями 1,0,5 и О на трех характерных

частотах 1н, 1N И IL соответственно, то, изменяя уровни на некоторых

промежуточных частотах, а тем самым кривизну и крутизну среза спектра,

становится возможным синтезировать широкий набор квазиоптимальных

сигналов.

Для большинства практических случаев удовлетворительную точ­

ность дает использование двух дополнительных узлов интерполяции, рав­

ноудаленных от частот 1н и 1н, 1N И IL' е целью проведения интерпо­

ляции определим исходный срез спектра значениями его ординат в пяти

равноотстоящих точках оси частот (рис. 2.6). Граничные верхняя и нижняя

частоты среза спектра 1N И IL, выраженные через частоту Найквиста 1N

И коэффициент расширения спектра а, соответственно равны:

IH =(I-а)IN,

IL =(I+a)IN'

Шаг интерполяции выбран равным а/2. Ординаты Уl = А и У2 =1- А в

промежуточных точках 11 =(1- а/2 ) 1N И 12 =(1 + а/2 )1N задают форму и

кососимметричный характер среза спектра относительно центральной точ­

ки 1 =1н, где УN = 0,5. Таким образом, параметр А является коэффициен­

том кривизны среза спектра.

Рис. 2.8. Формирование сигналов параллельного интерфейса

да соединительной линии, то есть число линий равно 1О для 10-битового кодового слова. Однако по каждой линии нужно передавать данные о зна­

чении разрядов трех компонентных сигналов, для чего используется вре­

менн6е уплотнение (рис. 2.8).

Слова видеоданных передаются в следующем порядке: [СВ, YD , CR ],

[УD], [СВ, YD , CR ], [УD], .... Здесь [СВ, YD , CR ] описывают три компоненты

элемента изображения, а [УD] относится к одному яркостному компоненту. Таким образом, число отсчетов яркостного сигнала в два раза больше чис­

ла отсчетов каждого цветоразностного сигнала (в соответствии со стандар­ том 4:2:2). Слова следуют с частотой 27 МГц, началу активной части циф­ ровой строки предшествует опорный сигнал синхронизации SAV (Start of Active Video) из 4 слов, а после завершения активной части строки следует опорный сигнал ЕАV (End of Active Video), длительностью четыре слова

[16]. Синхросигналы представляют собой слова, соответствующие числам О и 1023, неиспользуемым при кодировании видеоданных, что исключает

сбой синхронизации. В активной части, в соответствии с форматом 4:2:2, должно быть передано 1440 слов видеоданных (720 слов для яркостного сигнала и по 360 слов для каждого цветоразностного), а общее число так­ тов в строке равно 1728 для стандарта 625 строк/50 Гц и 1716 для стандар­ та 525 строк/60 Гц.

В параллельной форме может передаваться и цифровой композитный

сигнал систем РAL и NTSC. В данном случае мультиплексирование не тре­ буется, а кодовые слова следуют по линиям связи с частотой четвертой

гармоники поднесущей 4/sc : для системы РAL - 17,7 МГц, для NTSC-

14,3 МГц.

Параллельный интерфейс предписывает передачу двоичных разрядов

кодовых слов с помощью симметричных двухпроводных линий. Данные

передаются в формате БВН. Передаваемый в соответствии с ним сигнал

имеет постоянную составляющую, так как не пересекает нулевую линию в

течение тактового интервала, а в его спектре доминируют низкочастотные

компоненты. Код БВН не обладает свойством самосинхронизации, поэто-