Радиосвязь,_радиовещание,телевидение2

рассмотрены ниже, здесь отметим лишь, что на их выходе квадратурные компоненты приобретают сглаженный вид, соответствующий импульсным характеристикам фильтров. Сглаженные квадратурные компоненты представим в следующем виде:

где Ac (t), As (t ) – амплитуды компонент.

На рис. 17.2 с, d показана приблизительная форма квадратурных компонент без учета задержки сигнала в ФНЧ. Однако принципиальным является то, что квадратурные компоненты плавно меняются на интервале дибита.

Генератор и фазовращатель формируют квадратурные колебания несущей или промежуточной частоты f0. После попарного перемножения квадратурных компонент и суммирования, получим p/4 DQPSK сигнал. Математически эти операции можно представить следующим образом:

S ( t ) = Ac ( t ) cos ji ( t ) cos( 2pf0t ) + As ( t ) sinji ( t ) sin( 2pf0t ) = (17.2)

= A ( t )cos[( 2pf0t )- fi ( t )],

сигнала.

Сформированный сигнал, при необходимости, переносится на несущую частоту, усиливается и излучается в эфир.

Следует отметить еще одну важную особенностьp/4 DQPSK модуляции. Из приведенных пояснений следует, что обработка каждого дибита связана с плавным изменением фазы сигнала. А как известно, скорость изменения фазы можно рассматривать как частотную модуляцию. При p/4 DQPSK модуляции возможны две скорости изменения фазы: большая – при обработке дибитов, требующих изменения фазы на ±3p/4, и меньшая – при изменении фазы на±p/4. Значения девиации можно найти из выражения

где Т – длительность дибита.

Подставив известные значения: Т = 1/32 кГц, Δφ1 = 3p/4, Δφ2 = p/4, получим ƒ1 = 12 кГц, ƒ2 = 4 кГц. Отсюда следует, что при передаче цифрового сигнала с тактовой частотой 32 кГц излучаются частоты на

±12 кГц и ±4 кГц выше и ниже несущей частоты. Таким образом, p/4 DQPSK модуляцию можно рассматривать как разновидность четырехуровневой частотной модуляции.

Рис. 17.3. Структурная схема p/4 DQPSK демодуляртора

Из приведенного описания основных этапов формирования сигнала видно, что реализация модулятора может быть выполнена при широком использовании цифровых элементов. Например, учитывая периодичность тригонометрических функций и ограниченный набор значений фазовых углов, приведенная схема от входа до точека и b может быть реализована с помощью известных схем дешифраторов, т.е. без математических вычислений.

Демодуляция p/4 DQPSK сигнала. Как отмечалось выше, прием p/4 DQPSK сигнала может осуществляться на демодуляторы различных типов. Наличие в сигнале четырехуровневой частотной модуляции позволяет принимать сигнал на обычный частотный детектор, однако при этом простота реализации детектора обменивается на ухудшение помехоустойчивости приема. Прием на когерентные демодуляторы, обладающие высокими характеристиками по помехоустойчивости, резко усложняет приемник.

Для пояснения принципов демодуляцииp/4 DQPSK сигнала рассмотрим квадратурный демодулятор с синхронизацией по частоте. Его структурная схема показана на рис. 17.3.

На вход демодулятора поступает сигнал (17.2). Цепь, состоящая из генератора опорной частоты с автоподстройкой(АПЧ) и фазовращателя, формирует квадратурные опорные колебания, синхронизированные с несущей частотой сигнала. В точках а и b сигнал разделяется на квадратурные компоненты

Рис. 17.4. Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ типа «приподнятый косинус» для различных значений α

символьные искажения, которые вызываются наложением друг на друга откликов фильтра. Таким образом, комплексная огибающая на интервале действия k-го дибита будет зависеть от вида последовательности из i предыдущих дибит. Значение i зависит от соотношения полосы фильтра и скорости передачи.

Для минимизации межсимвольных искажений используются ФНЧ со специальными импульсными характеристиками, которые обеспечивают контролируемый уровень межсимвольных искажений. К таким фильтрам относятся фильтры Найквиста, импульсная характеристика которых пересекает нулевой уровень с периодом равным половине длительности дибита, а амплитудно-частотная (АЧХ) имеет нечетную симметрию относительно частоты среза по уровню 0,5, при этом частота среза ФНЧ fср = 1/2TD. Таким образом, независимо от формы входной последовательности в определенные моменты времени с периодичностью следования дибитов сигнал отклика фильтра будет определяться только одним дибитом. Варианты формы АЧХ фильтров Найквиста показаны на рис. 17.4. Представленные АЧХ характеризуются дополнительным параметром α, который определяет крутизну АЧХ в переходной области и скорость затухания боковых всплесков импульсной характеристики фильтра. Широко распространена форма АЧХ фильтра Найквиста в виде приподнятого квадрата косинуса

Рис. 17.5. Импульсные отклики фильтра Найквиста (а) и корень квадратный из АЧХ фильтра Найквиста (б)

где коэффициент a характеризует степень скругления спектра. Форма отклика такого фильтра (17.6) на единичный импульс

Форма отклика системы передачи на единичный импульс при a = 1 приведена на рис. 17.5 а и б. На рис. 17.4 частота Найквиста

где ТD – длительность дибита (рис. 17.5); FD – тактовая частота следования дибитов.

Поскольку в сквозном тракте модулятор–демодулятор сигнал проходит через два последовательно включенных ФНЧ, то сквозная АЧХ тракта КТ = К1 ×К2. Поэтому для обеспечения требуемой формы сквозной АЧХ необходимо, чтобы К1 = К2 = KT , где К1, К2 – АЧХ фильтров в модуляторе и демодуляторе.

Модуляция GMSK. В системах радиодоступа также используется гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом ММС(Gaussian Minimum Shift Keying – GMSK) (рис. 17.6). Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно – через интервалы времени, кратные периоду Т битовой модулирующей последовательности, принимает значения

fн = f0 - F4

или

fв = f0 + F4,

Рис. 17.6. Структурные схемы модуляторов:

а – ФМ-4; б – ММС

где f0 – центральная частота используемого частотного канала, а F = 1T – частота битовой последовательности. Разнос частот f = (fн − fв )2 – минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот fн и fв на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот fн и fв набегает разность фаз, равная π2. Таким образом, термин «минимальный сдвиг» в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F2 , а девиация частоты – F4, ин-

декс частотной модуляции составляет m = (F4 )(F2 ) = 0,5.

Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром; именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK (Minimum Shift Keying – манипуляция с минимальным сдвигом).

Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (OQPSK), но с заменой прямоугольных модулирующих импульсов длительностью 2Т полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид (cos πt2T ) . В методе MSK входная последовательность битовых импульсов модулятора разбивается на две последовательности, состоящие соответственно из нечетных и четных импульсов, и модулированный сигнал (выходной сигнал модулятора) на протяжении очередного n-го бита определяется выражением, зависящим от состояния текущего n-го и предшествующего (n – 1)-го бита:

Рис. 17.8. Структурные схемы демодуляторов:

а – ФМ-4; б – ММС

тельностью символа Т; второй и третий графики дают соответственно

выражения (17.9) получается как результат перемножения модулирующих сигналов квадратурных каналов с соответствующими несущими sin(w0t ) и cos(w0t ) и суммирования полученных произведений. Описанный принцип построения модулятораMSK поясняется блок-схемой рис. 17.6 (пока без учета первого блока– гауссовского фильтра G). Подчеркнем, что эта схема также служит лишь для иллюстрации принципа работы модулятора. Введение гауссовского фильтра приводит к сужению главного лепестка и снижению боковых лепестков спектра на выходе модулятора, чем обеспечивается допустимый уровень помех по смежным частотным каналам.

Структурные схемы демодуляторов приведены на рис. 17.8. Для работы когерентных демодуляторов на приемной стороне необходимо иметь опорное напряжение, синфазное с приходящим сигналом cos(w0t ) и тактовую частоту (ТС), выделенную из приходящего сигнала.

В заключение раздела отметим, что методы модуляцииp4 DQPSK и GMSK оказываются сопоставимыми по частоте битовой ошибки (BER), хотя первый из них обеспечивает несколько более высокую эффективность использования полосы частот в расчете на 1 бит передаваемой информации.

17.2. Борьба с влиянием многолучевого распространения

Используемые в сетях радиодоступа дециметровые радиоволны слабо огибают препятствия, т.е. распространяются в основном по прямой, но испытывают многочисленные отражения от окружающих объектов и подстилающей поверхности. Одним из следствий такого многолучевого распространения является более быстрое, чем в свободном пространстве, убывание интенсивности принимаемого сигнала с расстоянием. Другое следствие – замирания и искажения результирующего сигнала. Именно эти эффекты мы и рассмотрим несколько подробнее.

При многолучевом распространении область существенных отражений ограничивается обычно сравнительно небольшим участком в окрестности абонентской станции – порядка нескольких сотен длин волн, т.е. порядка нескольких десятков или сотен метров. При движении подвижной станции эта область перемещается вместе с ней -та ким образом, что подвижная станция все время остается вблизи центра области. При сложении нескольких сигналов, прошедших по разным путям и имеющих в точке приема в общем случае различные фазы, результирующий сигнал может быть как несколько выше среднего уровня, так и заметно ниже, причем провалы, или замирания сигнала, образующиеся при взаимной компенсации сигналов вследствие -не благоприятного сочетания их фаз и амплитуд, могут быть достаточно глубокими. Искажения результирующего сигнала, или межсимвольная интерференция, имеют место в том случае, когда соизмеримые по амплитуде и противоположные по фазе лучи отличаются по разности хода на время, соизмеримое с длительностью символа.

Колебания уровня (замирания) принимаемого сигнала практически всегда имеют две составляющие– быструю и медленную. Быстрые замирания, являющиеся прямым следствием многолучевого распространения, описываются релеевским законом распределения и потому их иногда называют релеевскими замираниями. Диапазон изменений уровня сигнала при быстрых замираниях может достигать40 дБ, из которых примерно 10 дБ – превышение над средним уровнем и 30 дБ – провалы ниже среднего уровня, причем более глубокие провалы встречаются реже, чем менее глубокие. При неподвижном абонентском аппарате интенсивность принимаемого сигнала также изменяется из–за рефракции (искривления траектории лучей). При перемещении подвижной станции периодичность флуктуаций в пространстве составляет около полуволны, т.е. порядка 10–15 см в линейной мере. Период флуктуаций во времени зависит от скорости перемещения подвижной станции и изменения градиента диэлектрической проницаемости тропосферы: например, при скорости 50 км/ч период флуктуаций составляет около 10 мс, а при 100 км/ч – около 5 мс. Час-

тота замираний глубиной 30…10 дБ при скорости порядка 50 км/ч составляет 5–50 провалов в секунду соответственно, а средняя длительность замираний ниже уровня30…10 дБ при той же скорости– порядка 0,2…2 мс.

Медленные замирания возникают из-за изменения условий затенения при перемещении подвижной станции и рефракции радиоволн и подчиняются логарифмически нормальному закону распределения. Интенсивность медленных флуктуаций не превышает5–10 дБ, а их периодичность соответствует перемещению подвижной станции на десятки метров, фактически медленные замирания представляют собой изменение среднего уровня сигнала при перемещении подвижной станции и рефракции радиоволн, на которые накладываются быстрые замирания вследствие многолучевого распространения.

Основную неприятность при сотовой связи доставляют быстрые замирания, поскольку они бывают достаточно глубокими, при этом отношение сигнал – шум падает настолько сильно, что полезная информация может существенно искажаться шумами, вплоть до полной ее потери. Для борьбы с быстрыми замираниями используются два основных метода:

-разнесенный прием, т.е. одновременное использование двух или более приемных антенн;

-работа с расширением спектра– использование скачков по частоте, а также метода CDMA.

Межсимвольная интерференция, как мы уже упоминали выше, может иметь место при значительных разностях хода между различными лучами в условиях многолучевого распространения. Практически разности хода в городских условиях могут достигать единиц микросе-

кунд. В методе CDMA, при использовании широкополосных сигналов и рейк-приемников, наиболее сильные сигналы выравниваются по задержке и после этого складываются, так что проблема межсимвольной интерференции в значительной мере снимается. В относительно узкополосных системах сотовой связи, использующих метод

TDMA, для борьбы с межсимвольными искажениями применяются эквалайзеры – адаптивные фильтры, устанавливаемые в приемном тракте цифровой обработки сигналов, которые позволяют в некоторой степени компенсировать межсимвольные искажения. Наконец, для борьбы с последствиями многолучевого распространения, а именно для устранения ошибок, обусловленных как замираниями сигналов, так и межсимвольной интерференцией, используется помехоустойчивое канальное кодирование: блочное и сверточное кодирование, а также перемежение.

Разнесенный прием. Идея разнесенного приема(англ. термин diversity reception или просто diversity – разнесение) как меры борьбы с быстрыми замираниями заключается в совместном использовании