лекции / Лекция детекторы

§ 6.9. ДЕТЕКТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

Детекторами называются устройства, с помощью ко­торых из электрических сигналов выделяется информационная составляющая.

В зависимости от преобразуемого параметра, который песет информацию, их подразделяют на амплитудные, фазовые, частотные. Отдельную группу составляют синхронные детек­торы, часто выполняющие функции избирательных устройств. Среди амплитудных, которые часто называют выпрями­телями, амплитудными дискриминаторами или преобразователями тех или иных значений, принято различать детекторы средневыпрямленного, пикового и дей­ствующего (эффективного) значений.

Название детектора характеризует параметр преобразуемого сигнала, которому пропорционально выходное напряжение (ток).

Детекторы средневыпрямленного значения выполняются по схемам обычных выпрямительных устройств с учетом того, что выходной сигнал должен быть точно пропорционален соответствующему параметру входного. Применяют как однополупериодное выпрямление входного сигнала (рис. 6.48,а), при котором выходной сигнал (рис. 6.48,6)

гак и двухполупериодное (рис. 6.48,в), характеризуемое урав­нением

где К—коэффициент пропорциональности.

При невысокой точности преобразования и больших уровнях входного сигнала |U_Bxm| » |U_K| применяют пассивные преоб­разователи (рис. 6.49,а,б). У детектора (рис. 6.49,а) для улуч­шения линейности последовательно с основным выпрямитель­ным диодом VD2 включен резистор R₃. Сопротивление его значительно больше прямого сопротивления диода. Тем самым режим работы открытого диода VD2 приближается к режиму заданного тока, в котором нелинейность прямой ветви его вольт-амперной характеристики мало влияет на выходной сигнал. Диод VD1 и резистор R₂ включены для того, чтобы в оба полупериода нагрузка резистора R1 была одинаковой: R₂ = R₃. Это предохраняет от появления дополнительной постоянной составляющей на разделительном конденсаторе, который часто устанавливается на выходе источника напряжения U_вх. Недостатки такого детек­тора: значительная нелинейность при малых входных сигналах, низ­кая точность и стабильность, из­менение характеристик преобразо­вания при смене диодов.

Эти же недостатки присущи двухполупериодному выпрямителю (рис. 6.49,6). В нем для линеари­зации и улучшения температурных характеристик дополнительно вве­дены диоды VD5, VD6, включенные в прямом направлении. При малых входных сигналах прямое сопротив­ление диодов VD1— VD4 имеет по­вышенное значение, что приводит к уменьшению выходного сигнала. Однако при этом увеличивается и сопротивление диодов VD5, VD6, включенных параллельно с R_H. Это ведет к перераспределению тока выпрямителя. Относительно большая составляющая начнет проте­кать через сопротивление нагрузки R_H и нелинейность характери­стики преобразования существенно уменьшится. Аналогично рас­смотренному осуществляется компенсация температурной погреш­ности. При повышении температуры прямое напряжение диодов выпрямителя уменьшается на 2,2 мВ/град, что должно привести к увеличению выходного сигнала. Одинаковые с этим уменьшения прямого напряжения на диодах VD5, VD6 снижают уровень выходного сигнала. В итоге результирующее изменение характери­стик преобразования оказывается значительно меньше, чем это было бы при отсутствии компонентов параметрической компенса­ции. Ее эффективность зависит от правильности выбора резисто­ров R4, R₅, на значение которых влияет сопротивление нагрузки.

Значительно лучшие характеристики преобразования можно получить при использовании детекторов средневыпрямитель-ного значения с активными компонентами. В них выпрямитель­ные узлы обычно включаются в цепь отрицательной ОС, что позволяет приблизительно в К_и раз уменьшить входное напряжение, при котором диоды открываются. Соответственно уменьшаются влияния нестабильности порогового напряжения и разброса прямых сопротивлений диодов.

В качестве прецизионных однополупериодных детекторов средневыпрямленного значения обычно используют ограничи­тели (рис. 6.39,в), имеющие хорошие характеристики преоб­разования в диапазоне частот до 10 кГц.

На основе этой схемы создают и двухполупериодные выпрямители (рис. 6.50,а). В таком детекторе средневыпрям­ленного значения напряжения ОУ DA1 и DA2 выпрямляют разные полуволны входного сигнала, которые суммируются с противоположными знаками в ОУ DA3. Коэффициент усиления каждой полуволны

KR₂/R₁, (6.170)

причем предъявляются жесткие требования к равенству со­противлений резисторов R1, R_2, R₃. Преимущества данной схемы — в идентичности узлов, выпрямляющих разные по­луволны.

Благодаря этому разница в коэффициентах преобразования напряжения каждого из полупериодов имеет минимальное значение. Однако параметры преобразования зависят от боль­шого числа сопротивлений, что требует их тщательного отбора. Кроме того, погрешности вносит напряжение смещения нуля ОУ DA3 и его дрейф.

В двухполупериодном детекторе (рис. 6.50,6) применен один выпрямляющий узел на ОУ DA1, который инвертирует входной сигнал. Выходное напряжение ОУ DA2 равно:

Если выполняется условие

то коэффициенты преобразований полуволн напряжений равны и имеют разные знаки. В результате сигнал на выходе будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения (рис. 6.50,в).

Погрешности преобразования зависят от точности выпол­нения условия (6.173) и смещения нуля ОУ DA2.

Для сглаживания пульсаций выходного напряжения к выходу детекторов средневыпрямленного значения подключены фильтры низких частот, выполненные на пассивных или активных компонентах, причем смещения нуля активных ком­понентов дополнительно увеличивают погрешность преобра­зования. Несмотря на эти недостатки, на основе рассмотренных схем можно создать детекторы, погрешности которых не превышают десятые — сотые доли процента.

Значительно лучшие характеристики при существенном упро­щении схемы удается получить в детекторах с коммутируемыми конденсаторами (рис. 6.51, а, б).

Рассмотрим работу однополупериодного детектора (рис. 6.51,а), считая идеальным усилитель переменного напря­жения 1. Пусть напряжение на конденсаторе С равно нулю и на вход поступает отрицательная полуволна напряжения. В этом случае диод VD1 открыт, а потенциал точки а равен потенциалу общей шины. Напряжение на конденсаторе С имеет нулевое значение. При смене полярности входного напряжения открыва­ется диод VD2, но в точке а потенциал остается нулевым. Конденсатор С начинает заряжаться током I, который равен I=U_BX/R1. За время этой полуволны на нем накопится заряд

При отрицательном сигнале второго периода напряжение в точке а равно нулю, диод VD1 открыт, a VD2 закрыт. Конденсатор С разряжается через резистор R₂. Его заряд уменьшается по экспоненциальному закону

При положительной полуволне процесс зарядки конден­сатора С повторяется и напряжение на нем повышается, причем ток зарядки практически не зависит от напряжения на конденсаторе вследствие того, что он включен в цепь ОС усилителя. Ток разрядки при каждой полуволне увеличивается из-за повышения напряжения на конденсаторе С. При равенстве изменений заряда наступает динамическое равновесие. Среднее напряжение на конденсаторе перестает меняться, что свидетель­ствует об окончании переходного процесса.

Постоянная составляющая выходного напряжения пропор­циональна средневыпрямленному значению входного при однополупериодном выпрямлении.

Действительно, исходя из равенства приращений заряда на конденсаторе при его зарядке и разрядке можно записать

Если учесть, что постоянную времени  = R₂C берут боль­шой, так, чтобы за период входного сигнала напряжение на конденсаторе существенно не изменилось, то можно считать, что его постоянная составляющая

Так как напряжение U_c присутствует на выходных зажимах в течение промежутка времени t = Т/2, для U_ВЬ1Х можно записать

Амплитуда пульсаций выходного напряжения зависит от частоты сигнала и значений емкости конденсатора С и ре­зисторов R1, и R₂. Этими же параметрами определяется длительность переходного процесса. Поэтому имеется одно­значная связь между быстродействием и уровнем пульсации U_C выходного напряжения. Так, при U_BX=1 В и пульсациях 3 мВ время установления около 10 с.

Аналогично рассмотренному работает двухполупериодный детектор (рис. 6.51,6). В отличие от рассмотренного во время второй полуволны конденсатор С заряжается через резистор R₂ и постоянная составляющая напряжения на нем в два раза больше, чем у однополупериодного выпрямителя.

Погрешности преобразования у таких детекторов в диапазоне средних частот могут быть менее 0,001%. В диапазоне низких частот погрешность увеличивается из-за уменьшения коэффициента усиления усилителей переменного напряжения. Для его существен­ного увеличения в схеме рис. 6.50, б включены два ОУ. В диапазоне низких частот вместо усилителя переменного напряжения можно применять бездрейфовые ОУ типа МДМ. Рассматриваемые детекторы хорошо работают на высоких частотах, обеспечивая на частоте 1 МГц погрешности менее 0,01—0,2% при использовании достаточно высокочастотного усилителя.

Преобразователи электрических сигналов, выходное напря­жение которых равно максимальному значению модуля вход­ного сигнала, называются пиковыми или амплитуд­ными детекторами.

Различают пиковые детекторы с открытым и закрытым входами. В детекторах с открытым входом выходной сигнал пропорционален сумме постоянной и максимального значения переменной составляющих входного напряжения. В детекторах с закрытым входом имеется разделительный конденсатор и выходной сигнал пропорционален только переменной со­ставляющей входного.

Схемы пиковых детекторов, выполненных на пассивных компонентах, приведены на рис. 6.52, а, б, 6.53, а, б, в. Общим условием их нормальной работы является большое сопротив­ление нагрузки, так чтобы _р» Т, и малое значение постоянной времени зарядки конденсаторов ₃<<_р, где _р = R_нС (T—дли­тельность периода входного сигнала). При их выполнении конденсаторы за время одной полуволны (нескольких полуволн) заряжаются до максимального значения входного сигнала. В промежутках между процессами зарядки напряжение на них изменяется незначительно из-за большой постоянной времени цепи разрядки. К тому же эти уменьшения напряжения компенсируются соответствующей подзарядкой, происходящей в каждый период воздействия входного сигнала.

Пусть на вход пикового детектора с открытым входом (рис. 6.52, а) подано входное напряжение U_BX (рис. 6.52, в). имеющее постоянную составляющую U₀. При первой положительной полуволне диод VD открывается и конденсатор С заряжается до напряжения U_c  U_m+ U₀. Как только напряжение, приложенное к диоду, становится меньше пороговом (контактной разности потенциалов), диод запирается и начина­ется разрядка конденсатора через сопротивление нагрузки R_н При большой постоянной времени цепи разрядки _р напряжение на конденсаторе изменится незначительно за промежуток времени, в течение которого напряжение на диоде снова превысит пороговое значение. При этом диод снова откроется и увеличит заряд на конденсаторе С и напряжение на нем Промежуток времени, в течение которого диод открыт характеризуется углом отсечки 2. Угол отсечки зависит от постоянных времени цепей зарядки и разрядки конденсатора С, а также от формы входного сигнала. Значение его можно найти исходя из условия равенства приращений тока зарядки Q3 и разрядки Qр:Q₃ = Q_p. При малых значениях угла , что характерно для пиковых детекторов, можно считать справедливым приближенное уравнение

где R₃ — сопротивление цепи зарядки конденсатора, равное сумме сопротивлений источника входного сигнала и прямого сопротивления диода.

Из (6.179) видно, что чем больше постоянная времени разрядки _р и меньше постоянная времени зарядки ₃, тем меньше угол . Постоянная составляющая выходного напряже­ния детектора

Uc  Uвых  U₀+U_m cos   U₀+U_m. (6.180)

Уравнения (6.179), (6.180) справедливы при синусоидальной форме входного сигнала. Но они могут быть использованы и для прикидочных расчетов и в случае несинусоидальных напряжений.

Таким образом, выходное напряжение детектора с откры­тым входом равно пиковому значению входного сигнала данной полярности относительно нулевого уровня.

В случае пикового детектора с закрытым входом конден­сатор С заряжается до напряжения U_c (рис. 6.52, в) аналогично рассмотренному. Так как постоянное напряжение U_c вычитается из входного сигнала, то на сопротивлении нагрузки оказывается пульсирующее падение напряжения. Его постоянная состав­ляющая U_m cos  U_m. Для ее выделения к выходу детектора необходимо подключать фильтр низких частот, имеющий высокое входное сопротивление. В ряде случаев вместо фильтра низких частот подключают детектор с открытым входом, аналогичный показанному на рис. 6.52, а и 6.53, а. В этом случае выходной сигнал

_Uвых  (_Uт+ и_т cos 1)cos ₂  2и_т,

где ₁ и ₂ — углы отсечки пиковых детекторов на диодах VD1 и VD2.

Для получения выходного напряжения, равного размаху входного, применяют детекторы рис. 6.53, б, в. Выходное на­пряжение схемы рис. 6.53, б определяется разностью максималь­ного и минимального входных напряжений при наличии в их составе постоянной составляющей. У детектора рис. 6.53, в выходное напряжение равно 2U_m. Пиковые детекторы, у ко­торых выходной сигнал больше входного, являются основой для построения устройств, обеспечивающих увеличение выход­ного напряжения без использования дополнительных источ­ников электрической энергии. Цепи данного целевого назначе­ния называют умножителями напряжений.

Пиковые детекторы с пассивными компонентами хорошо работают до частот в сотни МГц. Однако их эффективная работа возможна только в случае больших входных сигналов, когда U_вх » U_пор, где Uпор - пороговое напряжение, при ко­тором открывается диод. При малых напряжениях наблюдается существенная нелинейность характеристики преобразования.

Для уменьшения погрешностей пиковых детекторов в диапазоне частот до 100 кГц и более широко применяют активные компоненты. Так, если запоминающий конденсатор С под­ ключить к инвентирующему входу ОУ (рис. 6.54, а), то влияние на выходной сигнал порогового напряжения диода VD2 уменьшится в 1+К_уи раз. При положительной полуволне входного сигнала диод VD2 смещается в прямом направлении и конденсатор С заряжается до напряжения _Uвых= U_ВХm(1 — 1/Ky_U). При напряжении меньшем Uвх_m диод VD2 запирается. Запомненное значение хранится на конден­саторе С, уменьшаясь с течением времени вследствие наличия у диода VD2 обратного тока и входного тока у ОУ. На значение выходного сигнала также влияют сопротивление утечки конденсатора и дифференциальное входное сопротив­ление ОУ. Диод VD1 введен для ограничения уровня выходного напряжения отрицательной полярности. Это повышает быст­родействие вследствие меньшего заряда на барьерной емкости диода VD2, но может быть применено только тогда, когда ОУ имеет цепь защиты от короткого замыкания. В противном случае диод VD1 следует убрать. Для уменьшения влияния на выходной сигнал входного сопротивления ОУ, которое в ряде микросхем имеет небольшое значение при большом дифференциальном сигнале, целесообразно применять микро­схемы с МОП-транзисторами в цепях входов. Постоянная времени цепи зарядки конденсатора в этом случае равна з ⁼ RвыхС/(1 +К_уи), где R_BbIX — выходное сопротивление ОУ. Постоянная времени разрядки зависит от нагрузки и со­противлений и токов утечек. ОУ попадает в ограничение по отрицательной полярности при входных напряжениях, меньших U_Bxm. Это снижает быстродействие детектора.

Лучшие характеристики преобразования удается получить с помощью схемы рис. 6.54, б. В этом случае к конденсатору С подключен повторитель напряжения DА2. Он имеет большое входное сопротивление, что повышает стабильность сохранения заряда на конденсаторе С. Кроме того, введение OY DA2 позволяет ввести отрицательную ОС по положительной поляр­ности. Вследствие этого ОУ не попадает в ограничение, что повышает его быстродействие. В схеме также предусмотрена цепь, позволяющая разрядить конденсатор С и тем самым «стереть» запомненную информацию. Это ключ на МОП-транзисторе VT3. При подаче на его затвор управляющего напряжения V_с6р транзистор открывается. Конденсатор С быст­ро разряжается до нуля через малое сопротивление канала.

С использованием этих принципов выполняются пиковые детекторы импульсных вольтметров и узлы электронных схем. в которых используется информация об экстремальных значе­ний сигнала.

Детекторы действующего или эффективного значений преоб­разуют входной сигнал в выходное напряжение, определяемое уравнением

где К—коэффициент пропорциональности.

Особенностью этих детекторов является то, что их выходное напряжение не зависит от формы и частоты входного сигнала при постоянстве у него действующего значения напряжения.

В соответствии с (6.181) такие детекторы аналоговых сигналов могут быть реализованы двумя путями: с исполь­зованием логарифмирующих и антилогарифмирующих устройств, с помощью нелинейных преобразователей, имеющих квадратичную характеристику, и устройства, позволяющего извлечь квадратный корень.

При использовании логарифмирующих и антилогарифмиру­ющих устройств последовательно включаются преобразователи и усилители, выполняющие математические операции в соот­ветствии с уравнением (6.181). Обычно это сложное устройство, имеющее небольшую точность преобразования.

Преобразователи с квадратичными характеристиками ис­пользуются значительно чаще. В качестве их обычно применяют нелинейные усилители, амплитудная характеристика которых аппроксимируется параболой. Способ построения таких детек­торов поясняет структурная схема рис. 6.55. Входное напряже­ние выпрямляется однополупериодными выпрямителями 1 и подается на усилители 2, имеющие квадратичные вольт-амперные характеристики. На их выходе сигналы пропорци­ональны квадрату положительной и отрицательной полуволн входного напряжения KU'_BX и —KU''вх Знак одного из напряже­ния меняется усилителем 3, имеющим единичный коэффициент усиления по напряжению. После суммирования в сумматоре 4 сигнал равен K₁U²в_x(t). Он усредняется с помощью фильтра низких частот 5. В устройстве 6 из сигнала извлекается квад­ратный корень. В результате этих операций выходное напряже­ние определяется уравнением (6.181). Схемотехническое выпол­нение всех функциональных узлов рассмотрено ранее и не требует специальных пояснений. Из-за большого их количества трудно получить высокую точность детектирования. Поэтому погрешность квадратичных детекторов обычно равна десятым долям — нескольким процентам.

Фазовые детекторы обеспечивают получение выходного напряжения, пропорциональное фазовому сдвигу между двумя сигналами, имеющими одну частоту. Их часто называют фазочувствительными выпрямителями или син­хронными детекторами. Под синхронным детектирова­нием понимают преобразовательные цепи, в которых ком­мутация элемента, меняющего коэффициент передачи устрой­ства, осуществляется синхронно с одним из входных сигналов, частота которого может отличаться от частоты второго входного сигнала. Поэтому фазовые детекторы представляют собой частный случай синхронных детекторов.

Применяются линейные и ключевые фазовые детекторы. Линейные фазовые детекторы выполняются на основе пере­множителей аналоговых сигналов. В них на один из входов, например вход X, подается напряжение U_x = U_on cos t, а на другой (У) — напряжение U_y= U_ccos(t + ). В результате пе­ремножения выходной сигнал равен

где К, К1, К₂ — масштабные коэффициенты.

Если к выходу перемножителя подключить фильтр низких частот, который не пропускает высокочастотную составля­ющую, имеющую частоту 2w, то выходное напряжение фильтра будет равно

где К_з — масштабный коэффициент.

Таким образом, перемножитель сигналов, к входу которого подключен фильтр низких частот, не пропускающий переменной составляющей, обеспечивает получение постоянного напряже­ния, пропорционального фазовому сдвигу между напряжениями U_on и U_c.

При создании фазовых детекторов могут быть использованы микросхемы 140МА1, 525ПС1, 525ПС2 и др., причем тип микросхемы выбирается исходя из частотного диапазона ее работы.

С целью уменьшения количества дополнительных навесных компонентов целесообразно применять перемножители новых разработок, имеющие встроенный ОУ и малые смещения нулевых сигналов, например типа 525ПС2 (рис. 6.56, а). В этом перемножителе приходится устанавливать только навесные резисторы, компенсирующие смещение нуля выходного напря­жения, и постоянные резисторы R1, R₂, обеспечивающие получение нужных входных токов у дифференциального каскада. Перемножаемые напряжения U_оп и U_c подключаются через конденсаторы, устраняющие влияние постоянных состав­ляющих входного сигнала. Фильтр низких частот второго порядка выполнен на резисторе R₃ и конденсаторе С1, а также на ОУ DA1. Характеристика преобразования при постоянных амплитудах входных напряжений показана на рис. 6.56,6. Дрейфы нуля перемножителя и фильтра низких частот приводят к появлению соответствующих погрешностей преобразования. Поэтому их следует стремиться свести к минимуму.

Для уменьшения погрешностей сигналы U_оп и U_c можно преобразовать в прямоугольные импульсы за счет их усиления и ограничения. Их значения берут такими, чтобы перемножи­тель под их воздействием насыщался. Это легко сделать при использовании микросхем типа 140МА1. Тогда на выходе перемножителя будут прямоугольные импульсы положительной и отрицательной полярности. Их величина не зависит от напряжений U_on и Uc, а полярность и длительность определя­ются этими сигналами. Постоянная составляющая, выделяемая фильтром низких частот, пропорциональна сдвигу фаз .

Ключевые фазочувствительные детекторы представляют со­бой электронные ключи, управляемые одним из входных сигналов. Принцип их работы поясняется рис. 6.57. Так, если имеется ключ (рис. 6.57, а), управляемый напряжением U_оп, то среднее напряжение на выходе зависит от значения сигнала U_c и его фазового сдвига относительно напряжения U_oп. Так, если напряжение изменяется по синусоидальному закону (рис. 6.57, б), фазовый сдвиг между U_c и U_on равен нулю ( = 0) и ключ включается при положительной полярности напряжения Uоп, то выходной сигнал имеет вид рис. 6.57, в.