лекции / Лекция детекторы

Его среднее значение

При 90-градусном сдвиге фаз напряжений U_c и U_оп выходной сигнал имеет форму, показанную на рис. 6.57, г. Его среднее значение

В общем случае выходное напряжение ключевого фазового фильтра можно найти из уравнения

Таким образом, выходное напряжение ключевого фазового фильтра зависит только от фазового сдвига напряжений и величины сигнала U_с, причем, так же как и в случае линейного фазового фильтра, оно выделяется с помощью фильтра низких частот. Если установить второй ключ, управля­емый напряжением U_оп, но открывающийся при другой поляр­ности, и его выходное напряжение после инвертирования просуммировать с уже имеющимся, то получится «двухполу-периодный» фазовый детектор. Он будет иметь в два раза большую частоту пульсаций, что позволяет уменьшить посто­янные времени фильтра низких частот и увеличить быстро­действие, а также в два раза повысить выходной сигнал.

При практическом выполнении фазовых детекторов исполь­зуются ключи, выполненные на основе диодов, полевых и биполярных транзисторов, а также микросхемы аналоговых ключей, например серий 590, 564, 561, 176.

На рис. 6.58, а, б, в показаны некоторые из возможных схем фазовых детекторов. В схеме 6.58, а ключи выполнены на биполярных транзисторах VT1, VT2, имеющих электропровод­ность противоположного типа. Они открыты при U_оп разного знака. Поэтому при одном полупериоде U_oп ток протекает через транзистор VT1, при другом — через транзистор VT2.

Так как резисторы R₂, с которых снимается выходной сигнал, равны между собой, то коэффициенты передачи в каждый полупериод воздействия напряжения U_оп одинаковы и равны К= — R₂/R₁. Выходной сигнал может быть снят с одного из резисторов R₂ («однополупериодное» преобразование) или с обоих резисторов («двухполупериодное» преобразование). Фильтр низких частот выполнен на резисторах R₃ и конден­саторе С. Транзисторы VT1, VT2 управляются токами, задава­емыми резисторами R₄. Значения их берутся такими, чтобы обеспечивался режим насыщения. Вследствие малого сопротив­ления ОУ ток управления транзисторами практически не влияет на выходной сигнал и не вносит погрешностей. Для улучшения характеристик фазового фильтра следует брать ОУ с высокой скоростью нарастания выходного напряжения, использовать высокочастотные транзисторы и сигнал U_on преоб­разовывать в напряжение прямоугольной формы. Погрешность подобного фазового детектора в диапазоне средних частот 0,05—0,1%.

В фазочувствительном выпрямителе (рис. 6.58, б) ключи выполнены на полевых транзисторах. Диоды в цепях их затворов предохраняют транзисторы VT1, VT2 от гальваничес­кого соединения с источником управляющего напряжения U_оп при отпирающих полярностях его напряжения. При одной полярности U_оп открыт ключ VT1 и коэффициент передачи

ОУ а при другой открыт ключ VT2 и коэффициент передачи меняет знак: К_и2= —R₅/(R₁ + R₃). Резисторы выбирают так, чтобы |К_и1| = |К_и2|. Фильтр низких частот выполняют на резисторе R₇ и конденсаторе С. В данной схеме несколько уменьшено влияние импульсов, которые со­провождают процесс переключения полевых транзисторов. Они возникают за счет емкости С_зс и передают перепад U_on на вход ОУ. Так как близкие по значению импульсы подаются на разные входы, то суммарная помеха равна их разности.

При больших значениях напряжений U_c и U_оп применяют ключи на диодах (рис. 6.58, в). В таком кольцевом детекторе сопротивление диодов зависит от значений и полярности напряжений U_c, U_on, а средний ток в диагонали пропорционален произведению значений напряжений и их фазовому сдвигу.

Эффективные фазовые детекторы выполняют на основе схем выборки — хранения. В них моменты выборки опре­деляются напряжением U_оп, из которого формируются короткие управляющие импульсы.

В синхронных детекторах частоты напряжений U_c и U_оп мо­гут различаться между собой. Так, если входной и опорный сигналы равны U_ccos_lt и U_опcos(₂t + ) и частоты ₁ и ₂ близки между собой, то при их перемножении получим

где К, K₁, К₂ — коэффициенты пропорциональности.

Из (6.185) видно, что постоянная составляющая в составе U_BыX, пропорциональная cos, U_c и U_on, появляется только в том случае, если ₂ = ₁. Это позволяет использовать синхронный детектор в качестве узкополосного высокодоброт­ного фильтра, который позволяет выделить из состава слож­ного входного сигнала составляющую, имеющую частоту ₂. Однако зависимость результатов такой фильтрации от значения напряжения U_c заставляет отдавать предпочтение ключевым синхронным детекторам. При этом из-за сложного спектраль­ного состава напряжения U_c постоянную составляющую будут давать все гармоники сигнала U_c, нечетные частоте ₂ (3₂, 5₂, 7₂) (рис. 6.59). Ширина полосы пропускания определяется верхней частотой полосы пропускания f_B фильтра низких частот, подключенного к выходу синхронного детектора. С его помощью выделяется постоянная составляющая. Поэтому ре­альный синхронный фильтр выделяет не отдельные частоты, а полосы частот, ширина которых на уровне 0,7 равна 2f_в. Чем меньше f_в, тем уже полоса пропускания и меньше быстродействие фильтра. Если сигнал U_c модулирован частотой , то fв следует выбирать из условия <fв.

Синхронные фильтры широко используют для преобразова­ния сигналов, имеющих в своем составе импульсные помехи. Для этого входной сигнал преобразуют в прямоугольное напряжение с помощью усилителя-ограничителя 1 и подают его на вход детектора вместо напряжения U_on (рис. 6.59, б). Такой детектор преобразует только частоту входного сигнала и его нечетные гармоники. В результате помехи и шумы, имеющие другие частоты, не оказывают влияния на выходной сигнал.

С помощью синхронных детекторов часто удается получить более высокую добротность, чем при применении обычных фильтров. Так, например, с помощью их можно фильтровать сигналы, имеющие граничную частоту 1 МГц с шириной полосы 2f= 1 Гц. Это соответствует добротности Q10⁶.

Частотные детекторы осуществляют преобразование ча­стотно-модулированных электрических сигналов в сигналы с другими электрическими параметрами. Чаще всего частота преобразуется в напряжение. Такие детекторы называют пре­образователями частота — напряжение (ПЧН).

Прецизионные ПЧН обычно имеют структуру рис. 6.60, а. Работа их заключается в том, что электронный ключ подключа­ет конденсатор С к источнику постоянного тока I с частотой преобразуемого сигнала f, причем длительность подключения t_n строго определенная и во много раз меньше длительности периода входного сигнала при наибольшей его частоте. В промежутках между подключениями источника тока кон­денсатор разряжается через резистор R, что исключает процесс непрерывного нарастания выходного напряжения. В установив­шемся режиме приращения зарядов на конденсаторе за время его разрядки и зарядки равны между собой, что позволяет записать уравнение баланса

где T=1/f;  = RC.

При выполнении условия (Т— t_п)<, членом, содержащим е^(Т-tп)/, можно пренебречь ввиду его малости и последнюю формулу записать в виде

Отсюда следует, что крутизна преобразования зависит от емкости запоминающего конденсатора С тока I и дли­тельности включения электронного ключа. Погрешности преобразования зависят от стабильности этих параметров. Для получения повышенной точности входной сигнал U_c обычно преобразуют в прямоугольные импульсы с помощью компара­тора напряжений 1 (усилителя-ограничителя с большим коэффи­циентом усиления). Из них в блоке 2 формирования калибро­ванных по длительности импульсов получают сигналы, управ­ляющие электронным ключом. В качестве блока 2 обычно применяют прецизионные одновибраторы. Данная структура использована в микросхеме 1108ПП1 при включении ее в схему ПЧН рис. 6.60, б. Конденсатор С и разрядный резистор R в ней навесные. Длительность t_n задается с помощью конденсатора С_п. При С = 20 пФ, С_п = 3600 пФ, R = 34 кОм крутизна преобра­зования в диапазоне 0—10 кГц равна 1 В/кГц. ПЧН можно использовать до частоты 500 кГц. На высоких частотах более нескольких сотен кГц частотные детекторы обычно выполняют с использованием резонансных LC-контуров. Фазовая характе­ристика параллельного LC-контура вблизи резонанса описыва­ется уравнением

где Q—добротность контура; f₀ — резонансная частота; f— мгновенная частота; fр—полоса пропускания LC-контура, определенная на уровне 0,7; f—девиация частоты, f=f—f₀. Если на один вход перемножителя напряжений подать входной сигнал U_с (, ), а на другой подать тот же сигнал через резонансный LC-контур, то фазовый сдвиг напряжений на входах перемножителя будет зависеть от частоты. Выходное напряжение перемножителя, на входе которого включен фильтр низких частот, определяется из уравнения (6.183): U_ВЬ1Х = К₃ U_cU_оп cos. Подставив (6.188) в (6.183) и произведя преобразования с учетом того, что f<fр получим

Если f меняется с частотой , f=f_mcost, то

Таким образом, аналоговый перемножитель, у которого фаза напряжения на одном из входов зависит от частоты, работает как частотный детектор. В принципе можно применять и любые другие фазосдвигающие устройства. Однако в диа­пазоне высоких частот они дают меньшую стабильность фазового сдвига по сравнению с резонансными LC-контурами.

Эта идея использована в частотных детекторах, выполнен­ных на микросхеме 174УРЗ. Ее структурная схема приведена на рис. 6.61, а, а включение показано на рис. 6.61,6. Фазо-сдвигающий LC-контур подбирают исходя из требуемой ре­зонансной частоты. Конденсатор С_ф выполняет роль фильтра низких частот. Наличие в микросхеме внутреннего усилителя-ограничителя позволяет устранить погрешности, связанные с нестабильностью уровней сигнала. Микросхема работает до частот в несколько десятков МГц (fm_ах 40 МГц).

3