Frisk_2

Значения постоянных токов в ветвях принципиальных схем ДУ получают нажатием на кнопку (рис.2.30.0) (Currents), находясь в окне схем (рис.2.36)

Рис.2.36

Отличие значений постоянных токов и напряжений, определяющих положение ИРТ, от приведенных на рис.2.35 и рис.2.36, указывает на необходимость проверки правильности введенных значений компонентов и их соединения. Необходимо проверить, в том числе, и параметры моделей активных элементов: БТ и диода.

Проведем сравнительную оценку влияние изменения температуры в пределах -50 70 Со на величину постоянного выходного напряжения и тока в нагрузке при симметричном входе и несимметричном выходе одновременно для трех указанных схем ДУ. Последовательно выполнив команды: Analysis → DC…→ DC Analysis Limits в подменю

(рис.2.25.0) укажем (рис.2.36.1) варьируемый параметр

(рис.2.36.4). Обозначения функций остальных команд и кнопок были описаны ранее. Выбранные пределы анализа и представления результатов на экране монитора приведены на рис.2. 37.

Рис.2.37

261

В первой системе координат представлены кривые изменения нормированного выходного напряжения в соответствующем узле, по отношению к значению напряжения при комнатной температуре (t = 27Со, рис.2.35). Аналогично описываются нормированные значения токов (рис.2.37) в соответствующих цепях при воздействии на входе постоянно-

го напряжения (рис.2.36.5).

Результаты моделирования представлены на рис. 2.38. Значения напряжений в выходных узлах и токов в соответствующих цепях равны нулю при t = 27Co.

Рис.2.38

Оцените величину дрейфа выходного напряжения и тока для каждого типа схемы ДУ, приближенно считая температурные зависимости линейными в рассматриваемом диапазоне температур. Результаты приведите в таблице 3.

Для заполнения последнего столбца таблицы 3 необходимо изменить значения компонентов схемы (рис.2.34,а) и привести ее к виду рис.2.3. Вычислите значения напряжений в узлах и цепи в ветвях скорректированной схемы, выполнив в окне схем Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK. В случае отличия значений постоянных токов

и напряжений в ИРТ от выбранных (Iк01 = Iк02 = 1 мА, U кэ01= U кэ02 = 4,7 В) более чем на 10%, проверьте правильность соединения компонентов и их величин. Повторите расчет

(рис.2.38.0)значение напряжения V(2) или тока I(R5) при температуре t = 27 Со, относительно которых проводится нормирование. При необходимо-

сти измените пределы результатов анализа (рис.2.38.1). Результаты анализа внесите в таблицу 3.

262

5 Содержание отчета

Отчет должен включать в себя:

•Наименование и цель работы.

•Исходные данные для расчета

•Рассчитанные значения коэффициента усиления ДУ при синфазном и противофазном входном воздействии, а также величину входного сопротивления при синфазном входе.

•Принципиальную схему ДУ с резистором связи в цепи эмиттера (R13 = 2 кОм) и значением постоянных напряжений в узлах и токов в цепях схемы.

•Заполненные таблицы 1, 2, 3.

•Распечатку принципиальной схемы ДУ (рис.2.22) с указанием постоянных напряжений в узлах и токов в цепях схемы при расчете проходной характеристики для R13 = 2 кОм и соответствующую проходную характеристику.

•Распечатку принципиальных схем ДУ с ГСТ с диодом, без ГСТ (с сопротивлением эмиттерной связи) и с ГСТ с транзистором в диодном включении с напряжениями в узлах и токами в цепях схемы вместе с результатами моделирования (характеристики дрейфа нуля).

•Краткие выводы.

6 Контрольные вопросы

6.1Изобразите принципиальную схему ДУ и объясните назначение компонентов.

6.2Назовите основные способы подачи и снятия напряжения усиливаемого сигнала.

6.3Объясните причину большего значения коэффициента усиления ДУ при подаче на вход противофазного сигнала.

6.4Объясните причину подавления синфазного сигнала на симметричном выходе ДУ.

6.5Как зависит коэффициент усиления ДУ от величины сопротивления эмиттерной связи при симметричном входе и несимметричном выходе?

6.6От каких компонентов схемы и почему зависит стабильность параметров ДУ?

6.7Что является причиной дрейфа нуля? Какая схема УПТ и почему обладает меньшим дрейфом нуля?

6.8Изобразите схему УПТ с непосредственными связями между каскадами.

6.9Как влияет применение ДУ на отношение сигнал/шум на его выходе?

6.10 Зачем применяют ГСТ? Какие показатели ДУ при этом улучшаются, и почему?

7 Краткие теоретические сведения

7.1 Усилители постоянного тока с непосредственными связями

Как известно [2,4] при конструировании усилителей не удается обойтись применением одного усилительного каскада, не обеспечивающего необходимую амплитуду напряжения или требуемую мощность сигнала, например, на входе динамической головки радиоприемного устройства. Для получения необходимого уровня сигнала используют многокаскадные усилители. В их структуре можно выделить три основных части: входной каскад, каскад (каскады) предварительного усиления и выходной каскад (каскады).

Входной каскад с малым уровнем входного воздействия, вне зависимости от требований, налагаемых на усилительный тракт, должен обладать цепью связи с источником сигнала с наибольшим коэффициентом передачи. Коэффициент передачи входной цепи (цепи связи с источником сигнала) достигает значения близкого к предельному (единице) при включении АЭ (БТ, ПТ) по схеме с ОК (ОИ). При включении, например БТ по схеме с ОК, каскад обладает глубокой последовательной отрицательной обратной связью, что обеспечивает высокое входное сопротивление и, соответственно, высокий коэффициент пере-

263

дачи входной цепи. При этом коэффициент усиления входного каскада по напряжению оказывается меньше единицы [3].

При высоких требованиях, предъявляемых к чувствительности усилительного тракта, входной каскад должен обеспечивать малый уровень собственных шумов, что достигается при сравнительно малом входном сопротивлении, составляющем примерно 500 1000 Ом. Активный элемент включается при этом по схеме с ОЭ (ОИ), реализующей наибольший коэффициентом усиления. Полевые транзисторы с изолированным затвором во входных каскадах при этом не используются из-за высокого уровня собственных шумов.

Каскады предварительного усиления должны обеспечивать наибольшее усиление, что приводит к необходимости принимать дополнительные меры по обеспечению устойчивого усиления.

Выходные каскады предназначены для обеспечения в нагрузке больших сигнальных мощностей при допустимом уровне нелинейных искажений, высоким коэффициентом полезного действия и малой потребляемой мощностью.

Регулировки, предусмотренные техническими условиями на усилители, обычно включают на входе первого (входного) каскада, что позволяет избежать перегрузки АЭ оконечных каскадов.

Очевидно, что свойства усилителя зависят не только от характеристик АЭ, но и от свойств цепей связи каскадов как входного с источником сигнала, так и выходного – с нагрузкой, а так же параметров цепей межкаскадных связей. Простейшим способом межкаскадной связи, обеспечивающим наибольшую передачу мощности сигнала с минимальными частотными искажениями, является непосредственная связь. В схеме усилителя с непосредственными межкаскадными связями выход предыдущего каскада непосредственно соединен со входом последующего. Такой способ связи позволяет усиливать постоянный (отсутствие изменения во времени) и переменный (медленно изменяющийся) сигнал. Усилители, усиливающие постоянный сигнал (или переменный сигнал вместе с постоянной составляющей), называют усилителями постоянного тока (УПТ). Характерной особенностью таких усилителей является то, что АЧХ таких усилителей (рис.2.39,а) не имеет спада в области низких частот, в отличие от усилителей переменного тока [2,3].

Рис.2.39

Фазо-частотная характеристика (ФЧХ) показывает (рис.2.39,б), что на выходе УПТ отсутствует фазововый сдвиг (не создает сдвиг фаз между составляющими спектра выходного сигнала) в области низких частот. Во временной области это означает, что при усилении импульсных сигналов не будет спада плоской вершины у выходного сигнала.

Примерная зависимость напряжения на выходе УПТ от амплитуды напряжения на входе показана на рис.2.39, в. Амплитудная характеристика достаточно линейна при небольших изменениях входного сигнала вблизи нуля.

В зависимости от способа подключения выходных цепей АЭ к источнику питания различают схемы с параллельным и последовательным питанием (рис.2.40).

В схеме с последовательным питанием (рис.2.40,а) выходные цепи транзисторов VT1 и VT1 образуют последовательное соединение, что обеспечивает практически одинаковые

264

постоянные токи коллекторов (эмиттеров). Непосредственная связь означает, что выход первого каскада (коллектор) на транзисторе VT1 (схема с ОЭ) непосредственно соединен с входным (базовым) выводом транзистора VT2 (схема с ОБ). Применение двух источников питания позволит базовый вывод транзистора VТ2 непосредственно подключить к точке нулевого потенциала, что упростит схему усилителя и улучшит его частотные свойства в области нижних частот.

Рис.2.40

Всхеме с параллельным питанием (рис.2.40,б) выходные цепи каскадов по отношению

кисточникам питания образуют параллельное соединение, а выходные постоянные токи

(I к01, I к02) чаще всего имеют различное значение. Воздействие дестабилизирующих факторов, например, изменение температуры внешней среды, вызывает изменение коллек-

торного тока I к01 транзистора VT1. Поскольку для транзистора VT2 делителем выступает резистор R3 и другим компонентом – выходное динамическое сопротивление транзистора

VT1 и резистор R4, то изменяется базовый ток I б02, а значит и коллекторный ток I к02, транзистора VT2. Если обозначить нестабильность токов транзисторов VT1 и VT2, обу-

Коэффициент усиления по току второго каскада имеет знак минус, что обусловлено тем, что при возрастании тока I к01 напряжение на базе транзистора VT2 U б02 (U к01) убывает (рис.2.40,б), а значит, убывает и ток коллектора I к02. Противофазность изменения токов I к01 и I к02 является благоприятным фактором, уменьшающим результирующую нестабильность двухкаскадного усилителя. Для одинаковых транзисторов VT1 и VT2 и обеспечения одинаковых режимов работы (I к01 = I к02) необходимо сопротивление в цепи эмиттера транзистора VT2 (R6) выбирать большим, чем сопротивление в цепи эмиттера транзистора VT2 (R4); (R6 > R4) поскольку напряжение, приложенное к базе транзистора VT2 равно напряжению на коллекторе VT1: U б02 = U к01. Напряжение, приложенное ме-

цепи эмиттера транзистора VT2 увеличивает глубину последовательной ОС и повышает стабильность каскада, то есть I к01 соб > I к02 соб. С учетом знака коэффициента усиления по току второго каскада (2.1) результирующая нестабильность I к02 < 0 и определяется в

265

основном нестабильностью тока I к01 соб . Увеличивая число каскадов в УПТ до трех получим, что результирующая нестабильность коллекторного тока транзистора VT3

(2.2) последнее слагаемое, определяемое произведением коэффициентов усиления Кi2 Кi3, является наибольшим и может значительно увеличить общую нестабильность. Для транзистора оконечного каскада, обычно работающего в режиме большого сигнала, результирующая нестабильность может привести к существенному изменению положения рабочей точки и возникновению недопустимого уровня нелинейных искажений. Необходимость увеличения эмиттерного сопротивления в каждом последующем каскаде, кроме последовательного уменьшения усиления, приводит к применению источников питания с повышенным напряжением. Поэтому обычно в схемах УПТ с непосредственной связью не используют больше трех каскадов. Наибольший вклад в результирующую нестабильность вносит первый каскад, поэтому для повышения стабильности УПТ принимают меры для повышения стабильности первого каскада или преднамеренно вводят некоторую нестабильность рабочей точки во втором каскаде, частично компенсирующей собственную нестабильность транзистора VT3.

Применение транзисторов различного типа проводимости позволяет устранить проблему повышенного напряжения источников питания (рис.2.41), правда при этом возникает потребность использовать два источника питания.

Рис.2.41

Однако, наличие в схеме транзисторов различного типа проводимости и двух источников питания одновременно позволяет обеспечить напряжение на выходе УПТ равное нулю относительно общего провода (“земли”) при нулевом сигнале на входе. Потенциал базы транзистора VT1 близок к нулю, вследствие малости базового тока Iб01. С помощью делителя R4, R5 и R3 обеспечивается отрицательный потенциал на эмиттере VT1 по отношению к “ земле”, и соответственно, открытое состояние транзистора. На рис.2.41 показаны пути протекания постоянных токов для транзисторов VT1 и VT2 при использовании двух источников питания. Отсюда видно, что для транзистора VT1, роль делителя R1, R2 напряжения питания в схеме (рис.2.40,б) здесь выполняет R1 вместе c R3 и R4,R5, обеспечивая активный режим работы транзистора. Резистор R5 обеспечивает установку нулевого смещения, для получения нуля на выходе усилителя при подаче нуля на вход.

Для транзистора VT2 в схеме (рис.2.41) делителем напряжения Е+ Е− является резистор R2 и транзистор VT1 вместе с резистором R3. Установленный на выходе усилителя нулевой потенциал (с помощью резистора R5) создает падение напряжения на резисторе

R7, по величине равное напряжению источника питания Е (обычно |Е+ | = |Е− |), что при

266

условии R1 = R2, автоматически обеспечивает одинаковый режим транзисторов VT1 и VT2, т.е. активный режим для транзистора VT2.

Однако, при этом остается не решенной задача достижения высокой стабильности режимов работы транзисторов, а значит и стабильности параметров усилителя, под воздействием дестабилизирующих факторов (например, изменение внешней температуры), снижающаяся с ростом числа каскадов.

К достоинствам непосредственных межкаскадных связей можно отнести простоту реализации и как следствие, отсутствие вносимых цепью связи линейных искажений, возможность усиливать сигналы, начиная с нулевой (постоянной составляющей) частоты. Повышение стабильности показателей усилителей с непосредственной связью добиваются введением глубокой общей ООС по постоянному току.

Сравнение схем усилителей (рис.2.40 и 2.41) показывает, что последняя, имеет ряд преимуществ: отсутствуют конденсаторы, обладающие достаточно большим номиналом и вносящие частотные искажения в области низких частот; при воздействии на входе сигнала с нулевым значением амплитуды на выходе усилителя существует нулевое напряжение. Кроме того, использование конденсаторов ограничивает возможность реализации УПТ с применением интегральной технологии, поскольку в этом случае затруднительно реализовать конденсаторы со значение емкости более нескольких десятков пикофарад.

7.2 Усилители с гальваническими межкаскадными связями

Наряду с непосредственной связью в аналоговых микросхемах и УПТ используется гальваническая межкаскадная связь. В отличие от непосредственной гальваническая межкаскадная связь предполагает включение в цепь межкаскадной связи специальной потенциалопонижающей схемы, называемой схемой сдвига уровня. Ее включение обусловлено необходимостью иметь потенциал на входе последующего каскада (база транзистора VT2, рис.2.40,б), отличный от потенциала на выходе предыдущего (коллектор VT1). Схема сдвига уровня необходима и на входе первого каскада, поскольку необходимо компенсировать напряжение база-общий провод транзистора VT1. Кроме того, необходимо поддерживать постоянным напряжение смещения при изменении сопротивления источника сигнала. Примером использования напряжения сдвига, обеспечивающего выходной потенциал, равный нулю при нулевом потенциале на входе усилителя, является включение резистора R5 в схеме (рис.2.41). Изменение величины сопротивления позволяет получить для усилителя постоянного тока амплитудную характеристику вида рис.2.39,с. Для наиболее часто применяемых схем включения ОУ, выходной потенциал будет равен нулю, когда на его входе действует напряжение смещения Есм = ± (5 …20) мВ.

Простейшим способом реализации схемы сдвига является включение резистора, например, между выходом первого каскада на транзисторе VT1 (рис.2.40,б) и входом второго (база транзистора VT2). Однако такая потенциометрическая межкаскадная связь уменьшает не только постоянное напряжение, но и снижает уровень полезного сигнала на базе VT2. Избежать потерь полезного сигнала можно заменой резистора стабилитроном

VD1 (рис.2.42)

Потенциал коллектора транзистора VT1, равный U к01, понижен до требуемого значения потенциала базы U б02 следующего транзистора VT2, за счет включения между коллектором VT1 и базой VT2 стабилитрона VD1, при этом U б02 = Uк01 — U ст. Резистор R 5 обеспечивает выбор рабочего тока через стабилитрон VD1 (ток базы I б02 значительно меньше тока через резистор R5), имеющий малое дифференциальное сопротивление (малые потери полезного сигнала). Однако, такая схема обладает рядом недостатков: относительно большой разброс и большая температурная зависимость U ст, большие внутренние шумы стабилитрона, уменьшающие динамический диапазон усилителя, большой ток стабилизации I ст.

267

где α- коэффициент, определяющийся материалом подложки транзистора. Обратный коллекторный ток создает падение напряжения на сопротивлении смещения R1, даже при отсутствии подключенного источника сигнала. Дрейф тока под действием температуры приводит к изменяющемуся напряжению смещения и, соответственно, к дрейфу напряже-

исоставляет величину Есм = ± (5 …20) мВ в зависимости от типа транзистора.

Кчислу других дестабилизирующих факторов, приводящих к дрейфу нуля, можно отнести: колебания напряжения источников питания, изменение давления и влажности окружающей среды, старение АЭ, а также помехи, создаваемые в АЭ. Наиболее заметным в области очень низких частот является избыточный шум (фликкер-шум) со спектральной плотностью 1/f, обусловленный эффектом “мерцания”.

Возможный характер зависимости напряжения дрейфа U др от времени показан на рис.2.44

Рис.2.44

При отсутствии напряжения на входе УПТ случайное неконтролируемое напряжение на выходе U др можно представить как медленно изменяющуюся составляющую U др= и на-

ложенную на нее случайные быстрые отклонения . Дрейф выходного напряжения зависит как от внутреннего дрейфа усилителя так и от его коэффициента усиления. Чтобы исключить зависимость дрейфа от коэффициента усиления в качестве показателя, оценивающего уровень дрейфа (дрейф по входу), используют эквивалентную ЭДС в цепи источника сигнала, создающую такое же изменение напряжения (тока) на выходе усилителя, какое реально вызывает действие дестабилизирующих факторов. Величину ЭДС находят, разделив напряжение (ток) дрейфа на выходе усилителя, на соответствующий коэффициент усиления. Для одиночных каскадов на БТ, включенных по схеме с ОЭ, дрейф по напряжению, приведенный ко входу, составляет для кремниевых транзисторов (2 8) мВ/град , а для германиевых – (20 30) мВ/град, что указывает на практическую непригодность одиночных каскадов на БТ в качестве входных в УПТ.

7.3.2 Способы уменьшения дрейфа

Известны несколько основных способов уменьшения дрейфа нуля: уменьшение пределов изменения дестабилизирующих величин, применение схем термокомпенсации, применение глубокой общей обратной связи, использование балансных (мостовых) схем, применение составных транзисторов, использование УПТ с преобразованием сигнала и др.

Уменьшение пределов изменения дестабилизирующих величин основано на применении: - кремниевых транзисторов, имеющих существенно меньший обратный ток (практически на порядок) вместо германиевых в УПТ, а также ПТ, обладающих существенно меньшим входным током.

269